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基于载波抑制单边带调制的微波光子本振倍频上转换方法

许家豪 王云新 王大勇 周涛 杨锋 钟欣 张弘骉 杨登才

基于载波抑制单边带调制的微波光子本振倍频上转换方法

许家豪, 王云新, 王大勇, 周涛, 杨锋, 钟欣, 张弘骉, 杨登才
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  • 提出了一种基于载波抑制单边带调制的微波光子本振倍频上转换方法. 通过将本振信号加载在马赫-曾德尔调制器上产生 ± 1阶本振边带, 利用光纤光栅进行边带分离, 将–1阶本振边带作为载波输入双平行马赫-曾德尔调制器进行二次调制. 中频信号通过90°电桥加载在双平行马赫-曾德尔调制器上, 并使其工作在载波抑制单边带调制状态. 最后将输出的中频单边带调制信号与光纤光栅反射的+1阶本振单边带信号进行合路拍频, 即可获得频率为2ωLO + ωIF的上变频信号. 为了验证该方法的有效性, 搭建了上变频链路并进行了性能测试, 实验结果表明链路的输出光谱和频谱较为纯净, 经过单边带调制后的光谱杂散抑制比达到了22.5 dB, 产生的本振倍频上转换信号的杂散抑制比达到了23.6 dB, 系统的无杂散动态范围达到了96.1 dB·Hz2/3. 该本振倍频上转换方法可有效降低对本振信号的频率需求, 并且产生的上转换信号纯净度较高, 为光载无线通信、光控相控阵雷达等系统中的高频发射提供了有效途径.
      通信作者: 王大勇, wdyong@bjut.edu.cn ; 周涛, zhj_zht@163.com
    • 基金项目: 国家自然科学基金(批准号: 61871007, 61771438, 51477028)和北京市青年拔尖创新人才(批准号: CIT&TCD201504020)资助的课题.
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  • 图 1  微波光子本振倍频上变频系统结构图

    Fig. 1.  Schematic diagram of proposed frequency-doubling microwave photonic up-converter.

    图 2  系统中相应位置的光谱和频谱图

    Fig. 2.  Corresponding optical and electrical spectrums at different locations in Fig. 1.

    图 3  实验搭建的系统链路图

    Fig. 3.  Experimental setup of the proposed frequency-doubling microwave photonic up-converter.

    图 4  实验链路中的各点光谱图 (a) MZM的输出光谱; (b) FBG的透射光谱; (c) FBG的反射光谱; (d) DPMZM的输出光谱; (e) DPMZM与FBG的反射谱合路后的光谱

    Fig. 4.  Measured optical spectrums of the proposed up-conversion link. The spectrums of (a) output of MZM; (b) transmission through FBG; (c) reflection by FBG; (d) output of DPMZM (e) combined signal from DPMZM and FBG.

    图 5  实验链路得到的上转换频谱图

    Fig. 5.  The electrical spectrum of the proposed microwave frequency up-converter.

    图 6  系统转换效率 (a) LO频率固定, IF频率变化; (b) IF频率固定, LO频率变化

    Fig. 6.  Measured conversion efficiency when (a) LO is fixed and IF changes and (b) IF is fixed and LO changes.

    图 7  测得系统的误差矢量幅度

    Fig. 7.  Measured EVM of the generated up-conversion signal.

    图 8  系统的无杂散动态范围

    Fig. 8.  SFDR of the proposed microwave photonic up-converter.

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出版历程
  • 收稿日期:  2019-02-27
  • 修回日期:  2019-05-14
  • 上网日期:  2019-07-01
  • 刊出日期:  2019-07-05

基于载波抑制单边带调制的微波光子本振倍频上转换方法

  • 1. 北京工业大学应用数理学院, 北京 100124
  • 2. 北京市精密测控技术与仪器工程技术研究中心, 北京 100124
  • 3. 电子信息控制重点实验室, 成都 610036
  • 通信作者: 王大勇, wdyong@bjut.edu.cn ; 周涛, zhj_zht@163.com
    基金项目: 国家自然科学基金(批准号: 61871007, 61771438, 51477028)和北京市青年拔尖创新人才(批准号: CIT&TCD201504020)资助的课题.

摘要: 提出了一种基于载波抑制单边带调制的微波光子本振倍频上转换方法. 通过将本振信号加载在马赫-曾德尔调制器上产生 ± 1阶本振边带, 利用光纤光栅进行边带分离, 将–1阶本振边带作为载波输入双平行马赫-曾德尔调制器进行二次调制. 中频信号通过90°电桥加载在双平行马赫-曾德尔调制器上, 并使其工作在载波抑制单边带调制状态. 最后将输出的中频单边带调制信号与光纤光栅反射的+1阶本振单边带信号进行合路拍频, 即可获得频率为2ωLO + ωIF的上变频信号. 为了验证该方法的有效性, 搭建了上变频链路并进行了性能测试, 实验结果表明链路的输出光谱和频谱较为纯净, 经过单边带调制后的光谱杂散抑制比达到了22.5 dB, 产生的本振倍频上转换信号的杂散抑制比达到了23.6 dB, 系统的无杂散动态范围达到了96.1 dB·Hz2/3. 该本振倍频上转换方法可有效降低对本振信号的频率需求, 并且产生的上转换信号纯净度较高, 为光载无线通信、光控相控阵雷达等系统中的高频发射提供了有效途径.

English Abstract

    • 随着信息速率的不断提升, 低频段频谱资源日益紧张, 高频率和大带宽成为雷达、通信等领域的发展趋势. 微波通信具有无线传输、方向性好、灵活性大等优势, 然而其带宽较小、损耗大、易于受电磁干扰, 无法很好的适应当代宽带通信系统. 而微波光子技术是微波通信和光纤通信技术的融合, 充分利用了光纤通信的带宽大、损耗小、抗电磁干扰能力强等优势, 在光域上对微波信号进行操控处理, 已经被广泛应用在光载无线通信(radio over fiber, RoF)、光控相控阵雷达等领域[14].

      频率上转换作为发射机的重要功能模块, 通常将一个低频的中频信号(intermediate frequency, IF)与一个高频的本振信号(local oscillator, LO)进行混频来实现频率上转换. 受电子器件的限制, 传统的微波混频器具有带宽窄, 频率低以及杂散高等缺陷. 为了解决上述问题, 人们提出了多种微波光子混频器[512]. 1993年, Gopalakrishnan等[5]首次提出基于两个马赫-曾德尔调制器(Mach-Zehnder modulator, MZM)级联的微波光子混频器. Chan等[6]利用级联的双平行马赫-曾德尔调制器(dual-parallel Mach-Zehnder modulator, DPMZM)与MZM级联实现了大无杂散动态范围的微波光子混频. Zhang等[7]利用双驱双平行马赫-曾德尔调制器(dual-drive dual-parallel Mach-Zehnder modulator, DD-DPMZM)与微波90°电桥实现了高转换效率的微波上变频. 然而这些方法均只用到了LO与IF信号的 ± 1阶边带, 因此其产生的上转换信号频率仅为ωLO + ωIF. 在这种情况下, 要想产生更高频率的上转换信号, 只能提高LO信号的频率. 而输入LO信号的最高频率又会受到调制器带宽的限制, 这就导致输出上转换信号的最高频率也会受限于调制器的带宽(~40 GHz)[13].

      为了降低高频上转换对LO信号的频率需求, 并突破调制器的频率响应限制, 人们提出了基于LO倍频的微波光子上转换技术. 在调制中保留LO信号的高阶边带, 或者利用多个级联调制器的二次调制, 使LO高阶边带参与后续拍频,从而利用低频LO实现高频上转换. Gao等[14]利用DPMZM实现了基于LO倍频的微波光子混频器. 该方法通过控制调制器电压实现2阶LO信号的载波抑制双边带(carrier-suppressed double-sideband, CS-DSB)调制, 在这一调制模式下进行拍频, 获得的混频信号不可避免会包含2ωLO, 2ωRF等杂散信号. Yin等[15]提出了基于MZM与DPMZM级联的LO倍频上转换方法, 加载LO信号的MZM输出 ± 1阶边带, 在此基础上将MZM输出的LO信号作为载波加载到DPMZM上进行二次调制, 最终实现LO倍频上转换. 然而由于在二次调制过程中采用了双边带调制(double sideband, DSB), 得到的上转换信号仍然存在很多杂散信号. Chi和Yao[16]利用三个MZM级联实现了本振四倍频上转换. 通过前两个MZM产生LO信号的 ± 2阶边带, 将输出的LO信号作为载波进入第三个MZM, 实现LO四倍频的上转换. 由于同样采用DSB调制, 导致杂散信号严重,实验结果表明该系统的杂散信号功率甚至大于了上转换信号功率. 可见, 当前的本振倍频上转换方法大多采用CS-DSB或者DSB调制, 会产生较多的杂散信号, 降低了上转换信号的频谱纯净度.

      为了消除杂散对上转换信号的影响, 可在倍频变频过程中引入载波抑制单边带(carrier suppression single-sideband, CS-SSB)调制. 目前载波抑制单边带调制主要有两种实现方式: 一种方式是用光学带通滤波器直接对光信号进行滤波[17,18]; 另一种是结合使用DPMZM和微波90°电桥, 使DPMZM工作在载波抑制单边带调制模式下, 获得单边带调制信号[19,20]. 近期, Zhang等利用双偏振态双平行马赫-曾德尔调制器(dual-polarization dual-parallel Mach Zehnder modulator, DP-DPMZM)实现了基于本振倍频的微波光子下变频和移相的功能集成[21].

      本文提出了一种基于载波抑制单边带调制的微波光子本振倍频上转换方法. 将本振信号加载在MZM上, 通过调节电压使其工作在载波抑制双边带调制, 将一个大带宽(0.4 nm)的光纤光栅(fiber Bragg grating, FBG)置于MZM与DPMZM之间, 利用光纤光栅将MZM输出的+1阶LO边带反射, 同时将–1阶LO边带透射, 将透射的–1阶LO单边带作为载波输入DPMZM进行二次调制, 然后将IF信号通过90°电桥加载到DPMZM上, 调节电压使其工作在载波抑制单边带调制. 最后将经过二次调制的IF单边带信号与FBG反射的+1阶LO单边带合路进入探测器拍频, 得到频率为2ωLO + ωIF的上变频信号. 在对理论推导和分析的基础上搭建了实验链路, 通过光谱仪与频谱仪对链路的光边带抑制比和频谱杂散抑制比进行了测试, 实验结果表明链路可产生纯净的本振倍频上转换信号. 该微波光子上变频方法可有效降低系统对本振信号的频率需求, 并且由于采用了单边带调制模式, 产生的上变频信号纯净度较高, 为光载无线通信、光控相控阵雷达等系统中的高频发射提供了有效途径.

    • 基于本振倍频的微波光子上转换链路如图1所示, 系统主要由激光器、MZM、环形器(optical circulator, OC)、光纤光栅、DPMZM、微波90°电桥、掺铒光纤放大器(erbium doped fiber amplifier, EDFA)和光电探测器(photodetector, PD)组成. 图2为系统中不同位置处的光谱或频谱示意图.

      图  1  微波光子本振倍频上变频系统结构图

      Figure 1.  Schematic diagram of proposed frequency-doubling microwave photonic up-converter.

      图  2  系统中相应位置的光谱和频谱图

      Figure 2.  Corresponding optical and electrical spectrums at different locations in Fig. 1.

      设激光器输出的连续光载波为

      ${E_{{\rm{in}}}}\left( t \right) = {E_0}{{\rm{e}}^{{\rm{j}}{\omega _0}t}},$

      式中E0ω0分别为光载波的幅度和角频率. 设加载到MZM与DPMZM上的本振与中频信号分别为

      ${V_{{\rm{LO}}}}\left( t \right) = {V_{{\rm{LO}}}}\cos {\omega _{{\rm{LO}}}}t,$

      ${V_{{\rm{IF}}}}\left( t \right) = {V_{{\rm{IF}}}}\cos {\omega _{{\rm{IF}}}}t,$

      式中, VLOωLO分别为本振信号的幅度和角频率; VIFωIF分别为中频信号的幅度和角频率. 光载波入射被本振信号所调制的MZM后, MZM的输出光场为

      $\begin{split}{E_{\rm{MZM}}} = & \frac{1}{2}\sqrt {{L_{{\rm{MZM}}}}} {E_{\rm{in}}}\left( t \right)\\& \times\!\left[ {{{\rm{e}}^{{\rm{j}}\left( {{m_{{\rm{LO}}}}\cos {\omega _{{\rm{LO}}}}t + {{{\theta _1}} / 2}} \right)}} \!+\! {{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}\left( {{m_{{\rm{LO}}}}\cos {\omega _{{\rm{LO}}}}t + {{{\theta _1}} / 2}} \right)}}} \right],\end{split}$

      式中, LMZM为MZM的插入损耗, ${m_{{\rm{LO}}}} = {\text{π}} {V_{{\rm{LO}}}}/{V_{{\text{π}} 1}}$为LO信号的调制深度, ${V_{{\text{π}} 1}}$为MZM调制器的半波电压; ${\theta _1} = {\text{π}} {V_{{\rm{DC1}}}}/{V_{{\text{π}} 1}}$为MZM的直流偏置电压所引起的光相移, VDC1为MZM所加载的直流偏置电压. 调节MZM上的偏置电压使其工作在最小工作点, 即使${\theta _1} = {\text{π}}$, 此时MZM的输出光场为

      $\begin{split}{E_{\rm{MZM}}} = & \frac{1}{2}\sqrt {{L_{{\rm{MZM}}}}} {E_{{\rm{in}}}}\left( t \right)\\& \times\left[ {{{\rm{e}}^{{\rm{j}}\left( {{m_{{\rm{LO}}}}\cos {\omega _{{\rm{LO}}}}t + {{\text{π}} / 2}} \right)}} + {{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}\left( {{m_{{\rm{LO}}}}\cos {\omega _{{\rm{LO}}}}t + {{\text{π}} / 2}} \right)}}} \right].\end{split}$

      根据雅可比-安格尔恒等式对(5)式进行展开, 可得

      $ \begin{split} {E_{\rm{MZM}}} = &\dfrac{1}{2}\sqrt {{L_{{\rm{MZM}}}}} {E_{{\rm{in}}}}\left( t \right)\\& \times\left[ \begin{array}{l} \sum\limits_{n = - \infty }^{ + \infty } {{j^n}{{\rm{J}}_n}\left( {{m_{{\rm{LO}}}}} \right){{\rm{e}}^{{\rm{j}}n{\omega _{{\rm{LO}}}}t}}} \cdot {{\rm{e}}^{{\rm{j}}{{\text{π}} / {\rm{2}}}}} \\ + \sum\limits_{n = - \infty }^{ + \infty } {{j^n}{{\rm{J}}_n}\left( {{m_{{\rm{LO}}}}} \right){{\rm{e}}^{{\rm{j}}n\left( {{\omega _{{\rm{LO}}}}t + {\text{π}}} \right)}}} \cdot {{\rm{e}}^{{\rm{ - j}}{{\text{π}} / {\rm{2}}}}} \\ \end{array} \right]\\& \approx \sqrt {{L_{{\rm{MZM}}}}} {E_{{\rm{in}}}}\left( t \right){{\rm{J}}_1}\left( {{m_{{\rm{LO}}}}} \right)[{{\rm{e}}^{{\rm{j}}{\omega _{{\rm{LO}}}}t}} + {{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}{\omega _{{\rm{LO}}}}t}}] \\ \end{split}, $

      式中, Jn(mLO)为LO信号的n阶第一类贝塞尔函数, 并且在计算中忽略了三阶边带及以上高阶边带. 因此MZM的输出光谱如图2中的(s1)所示, 仅留下来了LO信号的 ± 1阶边带. MZM的输出光进入光环行器和光纤光栅, 通过光纤光栅的波长选择性将LO信号的 ± 1阶边带分离. 透射的–1阶LO单边带作为光载波进入DPMZM中进行二次调制, 同时将反射的+1阶LO单边带通过光环行器收集. 光纤光栅的透射光和反射光的光谱如图2中的(s2)和(s3)所示. 将需要进行上转换的IF信号输入微波90°电桥, 输出两路强度相等、相位相差90°的IF信号, 并分别将这两个信号加载到DPMZM的上下两个子MZM上. 此时DPMZM的输出光场可表示为

      $\begin{split} {E_{\rm{DPMZM}}} = & \frac{1}{4}\sqrt {{L_{{\rm{MZM}}}}} \sqrt {{L_{{\rm{FBG}}}}} \sqrt {{L_{{\rm{DPMZM}}}}} {E_{{\rm{in}}}}\left( t \right){{\rm{J}}_1}\left( {{m_{{\rm{LO}}}}} \right){{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}{\omega _{{\rm{LO}}}}t}} \\ &\times \left\{ \begin{aligned} & \left[ {{{\rm{e}}^{{\rm{j}}\left( {{m_{{\rm{IF}}}}\cos {\omega _{{\rm{IF}}}}t + {\varphi _2}/2} \right)}} + {{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}\left( {{m_{{\rm{IF}}}}\cos {\omega _{{\rm{IF}}}}t + {{{\varphi _2}} / 2}} \right)}}} \right]{{\rm{e}}^{{\rm{j}}{\varphi _4}/2}} \\ & + \left[ {{{\rm{e}}^{{\rm{j}}\left( {{m_{{\rm{IF}}}}\cos \left( {{\omega _{{\rm{IF}}}}t + {{\text{π}} / 2}} \right) + {{{\varphi _3}} / 2}} \right)}} + {{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}\left( {{m_{{\rm{IF}}}}\cos \left( {{\omega _{{\rm{IF}}}}t + {{\text{π}} / 2}} \right) + {{{\varphi _3}}/ 2}} \right)}}} \right]{{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}{\varphi _4}/2}}\end{aligned} \right\} \end{split} ,$

      式中LFBGLDPMZM分别代表光纤光栅与DPMZM的插入损耗; ${m_{{\rm{IF}}}} = {\text{π}} {V_{{\rm{IF}}}}/{V_{{\text{π}} 2}}$为IF信号的调制深度, ${V_{{\text{π}} 2}}$为DPMZM调制器的半波电压; ${\theta _i} = {\text{π}} {V_{{\rm{DC}}i}}/{V_{{\text{π}} 2}}\left( {i = 2,3,4} \right)$为DPMZM的直流偏置电压VDC2, VDC3, VDC4所引起的光相移. 为了实现对–1阶IF信号的载波抑制单边带调制, 令DPMZM中的两个子MZM工作在最小传输点, 即${\varphi _2} = {\varphi _3} = {\text{π}} $, 主MZM工作在正交偏置点, 即${\varphi _4} = - {\text{π}}/2$[22]. 此时的DPMZM的输出光场为

      $\begin{split} {E_{\rm{DPMZM}}} = &\frac{1}{4}\sqrt {{L_{{\rm{MZM}}}}} \sqrt {{L_{{\rm{FBG}}}}} \sqrt {{L_{{\rm{DPMZM}}}}} {E_{{\rm{in}}}}\left( t \right){{\rm{J}}_1}\left( {{m_{{\rm{LO}}}}} \right){{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}{\omega _{{\rm{LO}}}}t}}\\ &\times \left\{ \begin{aligned} & \left[ {{{\rm{e}}^{{\rm{j}}\left( {{m_{{\rm{IF}}}}\cos {\omega _{{\rm{IF}}}}t + {\text{π}}/2} \right)}} + {{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}\left( {{m_{{\rm{IF}}}}\cos {\omega _{{\rm{IF}}}}t + {{\text{π}} / 2}} \right)}}} \right]{{\rm{e}}^{{\rm{j}}{\text{π}} /4}}\\ & + \left[ {{{\rm{e}}^{{\rm{j}}\left( {{m_{{\rm{IF}}}}\cos \left( {{\omega _{{\rm{IF}}}}t + {{\text{π}} / {\rm{2}}}} \right) + {{\text{π}} / 2}} \right)}} + {{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}\left( {{m_{{\rm{IF}}}}\cos \left( {{\omega _{{\rm{IF}}}}t + {{\text{π}} / 2}} \right) + {{\text{π}}/ 2}} \right)}}} \right]{{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}{\text{π}} /4}} \end{aligned} \right\} \end{split} .$

      根据雅可比-安格尔恒等式对(8)式进行展开, 可得

      $\begin{split} {E_{\rm{DPMZM}}} = &\frac{1}{4}\sqrt {{L_{{\rm{MZM}}}}} \sqrt {{L_{{\rm{FBG}}}}} \sqrt {{L_{{\rm{DPMZM}}}}} {E_{{\rm{in}}}}\left( t \right){{\rm{J}}_1}\left( {{m_{{\rm{LO}}}}} \right){{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}{\omega _{{\rm{LO}}}}t}}\left\{ \begin{aligned} \left[ \begin{aligned} & \sum\limits_{n = - \infty }^{ + \infty } {{j^n}{{\rm{J}}_n}\left( {{m_{{\rm{IF}}}}} \right){{\rm{e}}^{{\rm{j}}n{\omega _{{\rm{IF}}}}t}}} \cdot {{\rm{e}}^{{\rm{j}}{{\text{π}} / {\rm{2}}}}} \\ & + \sum\limits_{n = - \infty }^{ + \infty } {{j^n}{{\rm{J}}_n}\left( {{m_{{\rm{IF}}}}} \right){{\rm{e}}^{{\rm{j}}n\left( {{\omega _{{\rm{IF}}}}t + {\text{π}}} \right)}}} \cdot {{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}{{\text{π}} /{\rm{2}}}}} \\ \end{aligned} \right]{{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}{{\text{π}} / {\rm{4}}}}} \\ + \left[ \begin{aligned} & \sum\limits_{n = - \infty }^{ + \infty } {{j^n}{{\rm{J}}_n}\left( {{m_{{\rm{IF}}}}} \right){{\rm{e}}^{{\rm{j}}n\left( {{\omega _{{\rm{IF}}}}t + {{\text{π}} / 2}} \right)}}} \cdot {{\rm{e}}^{{\rm{j}}{{\text{π}} /{\rm{2}}}}} \\ & + \sum\limits_{n = - \infty }^{ + \infty } {{j^n}{{\rm{J}}_n}\left( {{m_{{\rm{IF}}}}} \right){{\rm{e}}^{{\rm{j}}n\left( {{\omega _{{\rm{IF}}}}t + {{3{\text{π}}} / 2}} \right)}}} \cdot {{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}{{\text{π}}/{\rm{2}}}}} \\ \end{aligned} \right]{{\rm{e}}^{{\rm{j}}{{\text{π}} / {\rm{4}}}}} \end{aligned} \right\} \\ &\approx \frac{1}{2}\sqrt {{L_{{\rm{MZM}}}}} \sqrt {{L_{{\rm{FBG}}}}} \sqrt {{L_{{\rm{DPMZM}}}}} {E_{{\rm{in}}}}\left( t \right){{\rm{J}}_1}\left( {{m_{{\rm{LO}}}}} \right){{\rm{J}}_1}\left( {{m_{{\rm{IF}}}}} \right){\rm{e}}^{ - {\rm{j}}\left({\omega _{{\rm{LO}}}} + {\omega _{{\rm{IF}}}} + {\text{π}}/4\right)t}. \end{split}$

      接下来将DPMZM的输出光和经过光纤光栅的反射光合路, 此时的光谱图如图2中的(s4)所示, 光谱中仅留下了经过二次调制的–1阶IF信号以及+1阶的LO信号, 合路后的光谱可表示为

      $\begin{split}&{E_{{\rm{combine}}}} \\= & \sqrt {{L_{{\rm{MZM}}}}} \sqrt {{L_{{\rm{FBG}}}}} {E_{{\rm{in}}}}\left( t \right){{\rm{J}}_1}\left( {{m_{{\rm{LO}}}}} \right)\\& \times\left[{{\rm{e}}^{{\rm{j}}{\omega _{{\rm{LO}}}}t}} + \frac{1}{2}\sqrt {{L_{{\rm{DPMZM}}}}} {{\rm{J}}_1}\left( {{m_{{\rm{IF}}}}} \right){\rm{e}}^{ - {\rm{j}}\left({\omega _{{\rm{LO}}}} + {\omega _{{\rm{IF}}}} + {\text{π}}/4\right)t}\right].\end{split}$

      最后将合路得到的光信号进入光电探测器, 进行光电转换. 得到的上转换信号为

      $\begin{split} i\left( t \right) = & \frac{1}{2}\Re E_0^2{L_{{\rm{MZM}}}}{L_{{\rm{FBG}}}}\sqrt {{L_{{\rm{DPMZM}}}}} {\rm{J}}_1^2\left( {{m_{{\rm{LO}}}}} \right){{\rm{J}}_1}\left( {{m_{{\rm{IF}}}}} \right)\\& \times\cos \left[\left(2{\omega _{{\rm{LO}}}}t + {\omega _{{\rm{IF}}}}t\right) + {\text{π}}/4\right],\end{split}$

      式中$\Re$为光电探测器的响应度. 从(11)式中可以看出, 该链路可以得到频率为2ωLO + ωIF的上转换信号, 且信号较为纯净.

      综上所述, 通过光纤光栅将 ± 1阶LO信号分离, 并利用微波90°电桥和DPMZM实现IF信号的载波抑制单边带调制, 最终通过拍频得到了2ωLO + ωIF的上转换信号. 从理论上证明了该方法可以有效降低发射端对本振信号的频率需求, 并可提高上转换信号的频谱纯净度.

    • 根据图1的系统结构搭建了微波光子频率上转换实验链路, 如图3所示. 实验中, 使用分布反馈式激光器输出中心波长为1550.31 nm, 功率为16.3 dBm的连续光作为载波. 激光器的输出光入射到MZM (Sumitomo, T.SBZH1.5-20PD)中, 其半波电压与3 dB带宽分别为5 V和20 GHz. 将MZM上的偏置电压调节至2.22 V, 使MZM工作在载波抑制双边带调制状态, 输出 ± 1阶本振边带. 接下来将MZM的输出信号输入环形器和光纤光栅, 该光纤光栅的带宽为0.4 nm, 中心波长为1550.2 nm, 从而将 ± 1阶本振信号分离. 由于光纤光栅的带宽达到了0.4 nm (> 40 GHz), 与实验中的调制器相比,系统带宽基本不会受到光纤光栅的影响. 接下来把透射的–1阶本振信号作为光载波输入DPMZM (Fujitsu, FTM7962EP)中, DPMZM的半波电压和3 dB带宽分别为4.2 V和22 GHz, 将中频信号通过微波90°电桥(Marki Microwave QH-0226)分别加载在DPMZM的上下两臂, 通过将VDC2, VDC3VDC4分别调节到4.46 V, 8.76 V和6.55 V, 以实现对–1阶IF信号的载波抑制单边带调制. 为了补偿MZM和FBG的插入损耗, 在进入DPMZM前加入恒定输出12 dBm的EDFA放大器, 并且在合路后的光路中又加入了一个恒定输出5 dBm的EDFA对输出的光信号进行补偿. 最后, 将合路的光信号输入光电探测器(FINISAR, XPDV2120R)进行光电转换, 得到本振倍频的上转换信号, 探测器的响应度和带宽分别为0.65 A/W和40 GHz.

      图  3  实验搭建的系统链路图

      Figure 3.  Experimental setup of the proposed frequency-doubling microwave photonic up-converter.

      为了分析该链路的载波抑制单边带调制性能, 利用光谱仪(Yokogawa, AQ6370C)对设计链路中的各点光谱进行检测. 实验中, 本振信号的频率和强度分别设置为14 GHz和18 dBm, 中频信号的频率和强度设置为8 GHz和14 dBm时, 系统中各点的输出光谱如图4所示. MZM输出的载波抑制双边带调制信号如图4(a)所示, 载波抑制比达到了28.6 dB. 输出的光信号经过光环行器和光纤光栅的透射谱和反射谱分别如图4(b)图4(c)所示, 光纤光栅的透射响应谱和反射响应谱通过宽谱光源测得. 可以看出, 经过光环行器和光纤光栅后, 可以将–1阶和+1阶的LO边带比较好地分离开, 为后面得到纯净的上变频信号提供了单边带LO信号. 将IF信号通过微波90°电桥输入DPMZM后, 输出光谱如图4(d)所示, 可见经过二次调制的–1阶中频信号与其他杂散信号的抑制比达到了25.1 dB, 实现了中频信号的载波抑制单边带调制. 图4(e)为DPMZM输出和光纤光栅反射的+1阶LO单边带的合路光谱, 其杂散信号抑制比达到了22.5 dB. 从上述光谱图可见,提出的微波光子链路能够很好地实现IF和LO信号的载波抑制单边带调制, 与其他无用杂散信号的抑制比均达到了20 dB以上.

      图  4  实验链路中的各点光谱图 (a) MZM的输出光谱; (b) FBG的透射光谱; (c) FBG的反射光谱; (d) DPMZM的输出光谱; (e) DPMZM与FBG的反射谱合路后的光谱

      Figure 4.  Measured optical spectrums of the proposed up-conversion link. The spectrums of (a) output of MZM; (b) transmission through FBG; (c) reflection by FBG; (d) output of DPMZM (e) combined signal from DPMZM and FBG.

      在上述实验条件不变的情况下, 使用频谱仪(R&S, FSV-40)对经过光电探测器的上转换信号进行探测和分析, 实验结果如图5所示. 上转换信号的频率和强度分别为36 GHz和–26.1 dBm. 由于对LO与IF信号都采用了载波抑制单边带调制, 频谱中的本振倍频上转换信号与其他杂散信号的抑制比达到了23.6 dB.

      图  5  实验链路得到的上转换频谱图

      Figure 5.  The electrical spectrum of the proposed microwave frequency up-converter.

      接下来对频谱上转换系统的转换效率进行了测试. 当LO信号固定为14 GHz, IF信号的频率变化范围为2~12 GHz、频率间隔为1 GHz时, 对应的上转换信号为30~40 GHz, 其转换效率如图6(a)所示. 在10 GHz的变化范围内, 系统的转换效率为(–29.4 ± 0.8) dB. 当IF信号固定为8 GHz, LO信号的频率变化范围为6~16 GHz、频率间隔为1 GHz时, 对应的上转换信号为20~40 GHz, 其转换效率如图6(b)所示. 可见在10 GHz的变化范围内, 系统的转换效率为(–29.1 ± 0.9) dB. 从图6可知, 当LO与IF信号变化时, 系统的转换效率无显著变化, 其波动均小于1 dB, 该功率波动主要是由调制器, 微波90°电桥以及电缆线等在不同频率下的响应不同引起的.

      图  6  系统转换效率 (a) LO频率固定, IF频率变化; (b) IF频率固定, LO频率变化

      Figure 6.  Measured conversion efficiency when (a) LO is fixed and IF changes and (b) IF is fixed and LO changes.

      为了进一步研究设计系统发出的本振倍频上变频信号的信号质量, 对系统发射信号的误差矢量幅度(error vector magnitude, EVM)进行了测量. 实验中, 本振信号的频率和强度分别设置为15 GHz和18 dBm, 利用矢量信号发生器(R&S, SMW200A)产生中心频率为3 GHz, 速率为1 MSym/s的矢量信号. 为了探究系统在传输相位调制和幅度调制信号时的传输效率, 分别对调制模式为正交相移键控(quadrature phase shift keying, QPSK)和正交振幅调制(quadrature amplitude modulation, QAM)的信号进行了测试, 其结果如图7所示. 可见当调制模式为QPSK时, 系统的EVM为2.93%, 当调制模式为16 QAM时, EVM为3.36%. 实验结果表明, 当不同调制模式的矢量信号经过该系统传输后, 得到的上转换信号星座图清晰, 误差矢量幅度较小.

      图  7  测得系统的误差矢量幅度

      Figure 7.  Measured EVM of the generated up-conversion signal.

      最后, 对系统的无杂散动态范围(spurious-free dynamic range, SFDR)进行了测量. 输入频率分别为8 GHz和8.1 GHz的双音IF信号, LO信号的频率和强度分别为14 GHz和18 dBm. 此时对应的上转换基频信号为36 GHz和36.1 GHz, 对应的三阶交调信号为35.9 GHz和36.2 GHz. 逐渐提升双音IF信号的功率, 同时通过频谱仪分别测得基频信号和三阶交调信号的强度, 对实验结果进行计算得到其无杂散动态范围, 结果如图8所示. 系统的本底噪声由频谱仪测得为–147.1 dBm/Hz, 系统的SFDR达到了96.1 dB·Hz2/3. 由于目前的民用通信系统对于SFDR的需求多为80~90 dB·Hz2/3, 所设计的上转换链路可以满足大多数民用通信变频系统的需求[2325].

      图  8  系统的无杂散动态范围

      Figure 8.  SFDR of the proposed microwave photonic up-converter.

    • 本文提出了一种基于载波抑制单边带调制的本振倍频上转换方法, 通过理论推导和实验分析验证了该方法的有效性, 并对链路进行了性能测试. 通过MZM与光纤光栅的串联将 ± 1阶LO边带分离, 实现LO信号的载波抑制单边带调制, 并将–1阶LO边带作为载波进入DPMZM中进行二次调制, 再通过微波90°电桥和DPMZM实现对IF信号的载波抑制单边带调制, 最终合路探测得到本振倍频上转换信号. 实验结果表明系统的输出光谱较为纯净, 光谱的杂散抑制比达到了22.5 dB, 有效提高了频率上转换射频信号的频谱纯净度, 频谱的杂散抑制比达到了23.6 dB. 系统性能测试表明在IF与LO信号变化10 GHz范围内, 系统的转换效率较为平坦, 波动小于1 dB, 系统的无杂散动态范围达到了96.1 dB·Hz2/3. 提出的频率上转换方法有两个特点: 一是该方法可以产生本振倍频的上转换信号, 可有效降低发射端对本振信号的频率需求; 二是采用光纤光栅和DPMZM分别实现了对LO信号和IF信号的载波抑制单边带调制, 得到的上转换信号较为纯净, 大幅优化了信号质量. 该方法为采用低频本振信号实现高频率高纯净度的频率上转换提供了有效途径, 可用于光载无线通信、光控相控阵雷达等系统中的高频发射.

参考文献 (25)

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