Processing math: 100%

搜索

x

留言板

尊敬的读者、作者、审稿人, 关于本刊的投稿、审稿、编辑和出版的任何问题, 您可以本页添加留言。我们将尽快给您答复。谢谢您的支持!

姓名
邮箱
手机号码
标题
留言内容
验证码

阵列结构下的低频信号合成方法研究

崔岸婧 李道京 周凯 王宇 洪峻

崔岸婧, 李道京, 周凯, 王宇, 洪峻. 阵列结构下的低频信号合成方法研究. 物理学报, 2020, 69(19): 194101. doi: 10.7498/aps.69.20200501
引用本文: 崔岸婧, 李道京, 周凯, 王宇, 洪峻. 阵列结构下的低频信号合成方法研究. 物理学报, 2020, 69(19): 194101. doi: 10.7498/aps.69.20200501
Cui An-Jing, Li Dao-Jing, Zhou Kai, Wang Yv, Hong Jun. On method of composing low frequency signals based on array structures. Acta Phys. Sin., 2020, 69(19): 194101. doi: 10.7498/aps.69.20200501
Citation: Cui An-Jing, Li Dao-Jing, Zhou Kai, Wang Yv, Hong Jun. On method of composing low frequency signals based on array structures. Acta Phys. Sin., 2020, 69(19): 194101. doi: 10.7498/aps.69.20200501

阵列结构下的低频信号合成方法研究

崔岸婧, 李道京, 周凯, 王宇, 洪峻

On method of composing low frequency signals based on array structures

Cui An-Jing, Li Dao-Jing, Zhou Kai, Wang Yv, Hong Jun
Article Text (iFLYTEK Translation)
PDF
HTML
导出引用
  • 基于高频天线产生低频电磁波信号, 实现多波段信号对目标的照射, 不仅有可能减小低频天线尺寸, 而且可能成为提高雷达目标探测性能的一种途径. 本文将多普勒效应与阵列天线结构相结合, 基于对阵列中各辐射单元的信号时序、相位和间距等参数的控制, 提出了一种在目标区产生低频信号的方法. 本文给出了阵列参数的选择原则, 介绍了目标位于阵列方向和45°角扫描时的低频信号合成情况, 对存在辐射单元间距误差、相位误差、目标偏离预定位置以及等间隔稀疏条件下的合成信号性能进行了分析, 并采用峰值旁瓣比和积分旁瓣比来评价合成信号的性能. 将频率1 GHz载波信号合成为频率400 MHz信号的仿真分析结果, 表明了本文方法的有效性.
    Generating low-frequency electromagnetic waves based on high-frequency antenna and illuminating targets with multi-band signals can be an effect way that can not only reduce the physical dimension of a low frequency antenna, but also improve the performance of radar detection. Combining the electromagnetic wave doppler effect principle and the array antenna architecture, a method of generating a low-frequency signal around the illuminated target is proposed based on the controlling of array antenna parameters, including array radiation element signal timing, phase and element spacing. The principles of array parameter design are described. Composite signals are simulated respectively under two typical geometric relationships between targets and array antenna, target located along the array direction and in the direction of 45° scanning angle. The peak sidelobe ratio (PSLR) and integral sidelobe ratio (ISLR) are used to evaluate the quality of the composite signals. Aiming at practical applications, the effects of array element spacing error, phase error and target location error on the composite signal are simulated and analyzed. Under the condition of sparse uniform array, the influence of the radiation element spacing on the composite signal is analyzed. The simulation results show that the harmonic components of the composite signal increase with the radiating element spacing error and phase error growing.
      PACS:
      41.90.+e(Other topics in electromagnetism; electron and ion optics)
      通信作者: 李道京, lidj@aircas.ac.cn
    • 基金项目: 中国科学院空天信息创新研究院(批准号: Y910340 Z2 F)资助的课题
      Corresponding author: Li Dao-Jing, lidj@aircas.ac.cn
    • Funds: Project supported by the Aerospace Information Research Institute, Chinese Academy of Sciences (Grant No.Y910340Z2F)

    根据文献[1,2]报道, 低频电磁波信号有益于低空小目标的探测, 若能用高频段雷达产生低频电磁波信号, 对目标区照射后, 再使用低频段外辐射源雷达[3,4]对目标实施探测, 会改善对低空小目标的探测能力. 基于高频天线产生低频电磁波信号, 实现多波段信号对目标的照射, 不仅有可能减少低频天线尺寸, 而且有可能成为提高雷达目标探测性能的一种途径.

    谐波雷达[5]是基于频率变换实现目标探测的另一种体制. 通过发射单频或双频信号, 利用目标的反射特性产生谐波, 从而提高探测性能. 谐波雷达存在最大谐波与主波功率之比太小, 且受到金属结尺寸、材料等因素的影响的问题[6,7]. 本文提出用阵列天线产生近光速远离运动雷达多普勒信号, 实现信号频率大幅降低的方法, 并通过对发射信号波形、阵列参数选择的设计, 保证了合成信号的性能.

    当信号源与目标之间存在相对运动时, 目标区的接收信号频率与发射信号频率不同, 这种现象被称为多普勒效应, 接收信号与发射信号的频率差为多普勒频率.

    文献[8-12]推导了电磁波多普勒效应的原理. 以运动雷达为信号源, 接收装置放置于目标区. 记雷达发射信号的频率为fe, 脉宽为τe, 其与静止目标之间的相向运动速度为v, 由雷达运动所产生的多普勒频率为fd, 目标区接收信号的频率为fr, 脉宽为τr. 如图1所示, 左侧为运动雷达, 右侧为目标区的接收装置, 雷达的运动速度v与雷达、接收装置的连线平行.

    图 1 雷达运动示意图\r\nFig. 1. Schematic diagram of the radar’s movement
    图 1  雷达运动示意图
    Fig. 1.  Schematic diagram of the radar’s movement

    当雷达与目标相背运动时, 接收信号的脉宽为

    τr=c+vcvτe. (1)

    由于发射信号与接收信号脉冲中信号的周期数不变, 因此接收信号频率为

    fr=cvc+vfe, (2)

    对应的多普勒频率为

    fd=frfe=(cvc+v1)fe. (3)

    当相背运动速度接近电磁波速度c时, 接收信号频率将会明显降低.

    图2所示,若雷达与目标的初始距离为1 km, 发射载频1 GHz脉宽为0.5 μs的信号, 同时以速度2129c远离目标运动, 则多普勒频率为–600 MHz, 目标区接收信号频率为400 MHz, 脉宽为1.25 μs.

    图 2 多普勒效应中的发射/接收信号波形与频谱 (a) 发射信号波形; (b) 接收信号波形; (c) 发射信号与接收信号频谱\r\nFig. 2. The emission/received signal waveform and spectrum of doppler effect: (a) The emission signal waveform; (b) the received signal waveform; (c) spectrum of the emission/received signal.
    图 2  多普勒效应中的发射/接收信号波形与频谱 (a) 发射信号波形; (b) 接收信号波形; (c) 发射信号与接收信号频谱
    Fig. 2.  The emission/received signal waveform and spectrum of doppler effect: (a) The emission signal waveform; (b) the received signal waveform; (c) spectrum of the emission/received signal.

    根据对电磁波多普勒效应的理解, 将运动雷达发射信号的过程在时间维分解, 让阵列中各辐射单元顺序发射脉冲信号, 利用阵列等效产生高速运动的雷达信号.

    对于运动雷达及其发射信号的讨论将基于两个坐标系, 其一是以雷达为原点的运动坐标系S', 其二是以雷达运动初始时间、位置为原点的空时坐标系S. S' 系的X' 轴、Y' 轴和Z' 轴均为空间坐标轴, S系的X轴为空间坐标轴, T轴为时间轴. 在初始时刻t=0, S' 系与S系的原点重合. 在雷达运动过程中, 雷达始终位于S' 系的原点位置, 且S' 系的X' 轴与S系的X轴始终重合. 两个坐标系之间的时间关系符合钟慢效应[13].

    图3为在S系中对运动雷达发射信号过程的分解. 在t=0时刻, 雷达位于X轴的零点, 并开始以速度v沿着X轴负方向运动, 同时向X轴正方向发射信号. 目标位于X轴正方向的远处.

    图 3 空时坐标系中对运动雷达发射信号过程分解的示意图\r\nFig. 3. Schematic diagram of decomposition of moving radar in space-time coordinate system.
    图 3  空时坐标系中对运动雷达发射信号过程分解的示意图
    Fig. 3.  Schematic diagram of decomposition of moving radar in space-time coordinate system.

    设雷达发射信号在运动坐标系中的脉宽为τ, 由钟慢效应, 该脉宽在空时坐标系中的对应脉宽为τ1(v/c)2. 以S系中的时间间隔Δt对雷达发射信号的过程进行分解, 不同时刻的结果沿T轴排列, 该雷达在每个时间间隔内运动距离为vΔt, 发射信号包络前沿运动距离为cΔt. 当雷达完成信号的发射时, 信号包络前沿与后沿之间的距离为(c+v)τ1(v/c)2, 所以目标区接收信号脉宽为c+vcvτ.

    由此将连续的雷达运动过程离散化, 并得到对应阵列天线结构中的辐射单元位置与发射信号的时序.

    图4所示, 在S系中, 将阵列天线结构中辐射单元以间距d从原点开始沿X轴负方向排布, 并分别编号为T0T1、···、TN1, 其中N表示辐射单元总数. 辐射单元间隔d满足d=vΔt, 即辐射单元间距等于运动雷达在每个时间间隔内的运动距离. 辐射单元自T0TN1依次以时间间隔Δt=d/v发射脉冲信号sn, 由此等效运动雷达的发射过程.

    图 4 阵列天线结构等效运动雷达的示意图\r\nFig. 4. Schematic diagram of the array antenna structure equivalent to the moving radar.
    图 4  阵列天线结构等效运动雷达的示意图
    Fig. 4.  Schematic diagram of the array antenna structure equivalent to the moving radar.
    3.1.1   辐射单元信号与目标区的合成信号

    图5为目标在阵列方向时的阵列天线结构, 辐射单元T0TN1以辐射单元间隔d依次向左排布. 接收装置位于目标区, 记为Tr, 且与阵列近端之间的距离为R0.

    图 5 目标在阵列方向时的阵列天线结构\r\nFig. 5. Array antenna structure when the target being in the array direction.
    图 5  目标在阵列方向时的阵列天线结构
    Fig. 5.  Array antenna structure when the target being in the array direction.

    根据S' 系中雷达处发射信号的相位变化与雷达运动距离的关系, 设计辐射单元的发射信号, 并根据其与目标之间的距离, 推导目标区合成信号的表达式.

    对于信号的讨论基于快时间和慢时间角度. 记各辐射单元所发射的脉冲内时间为快时间ˆt, 各脉冲之间的时间为慢时间tm, 目标区合成信号的时间为tr, 三者之间的关系满足:

    tr=ˆt+tm. (4)

    S系中, 当雷达的运动距离为nd时, 其与辐射单元Tn重合, 且运动时长为nd/v, 该时长在S'系中对应为1(v/c)2ndv. 设雷达发射信号的初始相位为0, 则当雷达运动至S系中的该位置时, 雷达处信号的相位为

    φ=2πf01(v/c)2ndv. (5)

    对于该位置的辐射单元Tn, 其在慢时间tm=nd/v时开始发射信号, 其包络前沿的快时间为ˆt=0, 令此时辐射单元发射信号与雷达处信号的相位相等, 则可得该辐射单元发射信号在快时间维的表达式:

    sn(ˆt)=rect(ˆt0.5τ0τ0)exp{j[2πf0ˆt+2πf01(v/c)2ndv]}, (6)

    其中τ0为辐射单元发射信号的脉宽.

    辐射单元Tn的信号在慢时间tm=R0+ndc+ndv时刻传播至目标区, 将该慢时间与(4)式和(6)式联立, 可得目标区所接收的该辐射单元信号的表达式:

    srn(tr)=rect(trtm0.5τ0τ0)exp{j[2πf0(trtm)+2πf01(vc)2ndv]}. (7)

    目标区的信号由各辐射单元发射信号合成, 因此合成信号的表达式为

    sr(tr)=N1n=0srn(tr). (8)
    3.1.2   阵列长度与辐射单元信号脉宽展宽量

    以上为对各辐射单元的发射信号与目标区合成信号的设计, 接下来对信号和阵列结构的具体参数进行讨论. 以下讨论的前提条件为辐射单元发射信号载波频率f0=1GHz(以下简称为辐射单元信号频率), 目标区合成信号频率f0=400MHz(以下简称为合成信号频率), 辐射单元间隔等于载波频率的半波长d = 0.15 m, 目标与阵列近端之间的距离R0=30km(以下简称为目标与阵列之间的距离).

    对于阵列长度的设置, 由于各辐射单元信号脉宽固定, 因此需要通过阵列结构实现多普勒效应中的脉宽展宽. 合成信号的脉宽τL由辐射单元发射信号的脉宽τ0和阵列长度L共同决定:

    τL=RLR0c+Lv+τ0=Lc+Lv+τ0, (9)

    其中RL为阵列远端与目标之间的距离.

    若设雷达发射信号脉宽为τ, 则由(1)式可得, 目标区合成信号的脉宽需满足

    τL=(c+v)/(cv)τ. (10)

    在阵列天线中, 对应雷达发射信号与接收信号的脉宽均为待定参数, 且二者关系受到v的影响. 为将二者统一, 设置阵列导致的辐射单元信号脉宽展宽量等于S系中辐射单元信号脉宽展宽量:

    ΔτL=RLR0c+Lv=vcτ1(v/c)2, (11)

    联立(1)式和(11)式可得到雷达发射信号与接收信号的脉宽, 且可推得阵列长度:

    L=cvc+vΔτL. (12)
    3.1.3   辐射单元信号脉宽与相位调制

    阵列长度由雷达发射信号脉宽的展宽量和辐射单元发射信号脉宽共同决定.

    若各辐射单元的信号首尾相接, 即辐射单元发射信号的脉宽τ0=c+vcvd, 则合成信号由多段1 GHz信号拼接构成.

    若设置阵列导致的辐射单元信号脉宽展宽量为0.833 μs, 则雷达发射信号脉宽0.33 μs, 辐射单元信号脉宽1.2 ns, 合成信号脉宽0.834 μs, 阵长105 m, 辐射单元总数700, 仿真此时目标区的合成信号.

    图6可发现, 当辐射单元信号首尾相接时, 合成信号中谐波的影响明显.

    图 6 辐射单元信号首尾相接时合成信号的波形与频谱 (a) 合成信号波形; (b)合成信号频谱\r\nFig. 6. Waveform and spectrum of the composite signal when signals of radiating elements being connected end to end: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal.
    图 6  辐射单元信号首尾相接时合成信号的波形与频谱 (a) 合成信号波形; (b)合成信号频谱
    Fig. 6.  Waveform and spectrum of the composite signal when signals of radiating elements being connected end to end: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal.

    辐射单元信号首尾相接时在目标区合成的信号等效于对1 GHz信号以时间间隔c+vcvd进行相位调制, 而通过减小相位调制的时间间隔, 可使得合成信号更接近运动雷达产生的低频信号, 因此可增大辐射单元信号的脉宽, 使其相互重叠, 并对辐射单元信号进行相位调制.

    为使得阵列结构与电磁波多普勒效应相对应, 令辐射单元信号脉宽等于雷达信号在S系中的对应脉宽, 即:

    τ0=τ1(v/c)2=cvΔτL. (13)

    由电磁波多普勒效应, 若接收信号频率远小于雷达发射信号频率, 则雷达运动速度趋近于光速, 即vc, 则联立(11)式和(13)式, 此时辐射单元信号脉宽与阵列导致的辐射单元信号脉宽展宽量近似相等:

    τ0=ΔτL=c+vcvL. (14)

    在这种情况下, 若对辐射单元发射信号进行相位调制, 则可通过重叠减小合成信号中相位调制时间间隔.

    对辐射单元发射信号进行相位调制时, 设相位调制频率为fpm, 则相位调制的时间间隔为1/fpm. 相位调制时的相位步进[14,15]由多普勒频率和相位调制时间间隔共同决定:

    Δφ=2πfd1fpm=2π(cvc+v1)f0fpm, (15)

    其中相位步进可对于2π取余.

    相位调制频率必须保证相位步进经2π取余后不为零, 即:

    2π(cvc+v1)f0fpm2kπ, kZ, (16)

    且对于相位调制频率的选取, 应当尽可能使得信号的重叠部分中, 各辐射单元信号相位调制的时间点相互错位, 从而等效合成信号的相位调制时间间隔小于1/fpm.

    设置雷达发射信号脉宽的展宽量为0.833 μs, 则合成信号脉宽为1.67 μs. 若辐射单元信号脉宽满足(14)式, 则可得阵长为105 m, 辐射单元发射信号脉宽0.833 μs. 设置辐射单元发射信号相位调制频率81 MHz, 则相位步进2227π. 合成信号的包络移动情况、波形与频谱如图7所示, 其中图7(a)以目标区接收信号的时间为横坐标, 以辐射单元的编号为纵坐标, 图中的每一行表示一个辐射单元信号经过目标区的时间.

    图 7 辐射单元发射信号相位调制频率81 MHz时合成信号的包络移动情况、波形与频谱 (a) 合成信号的包络移动情况; (b) 合成信号的波形; (c) 合成信号的频谱\r\nFig. 7. Envelope movement, waveform and spectrum of the composite signal when the phase modulation frequency of the radiating element signal being 81 MHz: (a) Envelope movement of the composite signal; (b) waveform of the composite signal; (c) spectrum of the composite signal.
    图 7  辐射单元发射信号相位调制频率81 MHz时合成信号的包络移动情况、波形与频谱 (a) 合成信号的包络移动情况; (b) 合成信号的波形; (c) 合成信号的频谱
    Fig. 7.  Envelope movement, waveform and spectrum of the composite signal when the phase modulation frequency of the radiating element signal being 81 MHz: (a) Envelope movement of the composite signal; (b) waveform of the composite signal; (c) spectrum of the composite signal.

    当辐射单元脉宽为0.833 μs时, 从目标的角度描述各辐射单元信号的包络通过目标位置的时间, 可等效雷达信号包络的移动, 这与雷达成像[16]中的距离徙动信号类似.

    本文采用文献[17]中的峰值旁瓣比和积分旁瓣比来评价合成信号的质量. 当辐射单元信号相位调制频率为81 MHz时, 合成信号频谱峰值旁瓣比为–28.65 dB, 积分旁瓣比为–19.26 dB.

    高的相位调制频率可增加辐射单元发射信号脉冲内相位调制的次数, 抑制载波能量, 增大低频信号, 使得合成信号更接近所需的低频信号. 但是在实际条件下, 辐射单元发射信号带宽一般小于载波频率的10%, 即载波频率1 GHz时, 辐射单元能够工作的频率范围为[0.95,1.05]GHz.

    图8给出了相位调制频率为81和39 MHz时辐射单元发射信号的频谱, 显然当相位调制频率取81 MHz的情况下, 发射信号频谱散布的范围较大, 其有效信号能量辐射会受到限制.

    图 8 相位调制频率为81 MHz和39 MHz时辐射单元信号的频谱 (a) 相位调制频率为81 MHz时辐射单元信号的频谱; (b) 相位调制频率为39 MHz时辐射单元信号的频谱\r\nFig. 8. Spectrums of the radiating element signal when the phase modulation frequency being 81 MHz and 39 MHz: (a) Spectrum of the radiating element signal when the phase modulation frequency being 81 MHz; (b) spectrums of the radiating element signal when the phase modulation frequency being 39 MHz
    图 8  相位调制频率为81 MHz和39 MHz时辐射单元信号的频谱 (a) 相位调制频率为81 MHz时辐射单元信号的频谱; (b) 相位调制频率为39 MHz时辐射单元信号的频谱
    Fig. 8.  Spectrums of the radiating element signal when the phase modulation frequency being 81 MHz and 39 MHz: (a) Spectrum of the radiating element signal when the phase modulation frequency being 81 MHz; (b) spectrums of the radiating element signal when the phase modulation frequency being 39 MHz

    为减小带宽限制对辐射单元发射信号的影响, 保持阵列结构与信号其他参数不变, 将相位调制频率降低至39 MHz, 则相位步进1013π. 此时100 MHz带宽内信号有效的频谱分量较多, 信号合成受到带宽影响减小. 因为各辐射单元信号的形式相同, 所以可用辐射单元T0的信号等效其他辐射单元信号, 由此可得阵列的发射信号. 将归一化处理的阵列发射信号频谱和合成信号频谱进行对比, 可分析发射信号的能量利用率. 当辐射单元发射信号的相位调制频率为39 MHz时, 合成信号的波形、频谱以及阵列发射信号与合成信号的频谱对比如图9所示. 合成信号频谱的峰值旁瓣比为–23.09 dB, 积分旁瓣比为–14.45 dB, 低频信号在合成信号中的能量占比为96.54%. 在频谱对比图中, 合成信号的低频分量为–3.45 dB(67.22%).

    图 9 辐射单元发射信号相位调制频率39 MHz时合成信号的波形、频谱以及阵列发射信号与合成信号的频谱对比图 (a) 合成信号的波形; (b) 合成信号的频谱; (c) 阵列发射信号与合成信号的频谱对比\r\nFig. 9. Waveform, spectrum of the composite signal and the spectrum comparison between the signal transmitted by the array and the composite signal when the phase modulation frequency of radiating element signals being 39 MHz: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal; (c) spectrum comparison between the signal transmitted by the array and the composite signal.
    图 9  辐射单元发射信号相位调制频率39 MHz时合成信号的波形、频谱以及阵列发射信号与合成信号的频谱对比图 (a) 合成信号的波形; (b) 合成信号的频谱; (c) 阵列发射信号与合成信号的频谱对比
    Fig. 9.  Waveform, spectrum of the composite signal and the spectrum comparison between the signal transmitted by the array and the composite signal when the phase modulation frequency of radiating element signals being 39 MHz: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal; (c) spectrum comparison between the signal transmitted by the array and the composite signal.

    在实际应用中, 目标一般不会位于阵列方向, 所以为了符合实际需要, 设计波束扫描角[18]为45°的阵列结构天线.

    图10为波束扫描角为45°时的阵列天线结构. 在空间坐标系中, 辐射单元以间距d从原点开始沿X轴负方向排布, 目标与阵列近端之间的距离为R0, 目标在X轴和Y轴上的投影分别记为x0y0.

    图 10 波束扫描角为45°时的阵列结构\r\nFig. 10. Array structure when the beam scanning angle being 45°.
    图 10  波束扫描角为45°时的阵列结构
    Fig. 10.  Array structure when the beam scanning angle being 45°.

    根据多普勒频率和辐射单元斜距确定发射信号的相位.

    辐射单元Tn的斜距为(x0+nd)2+y20, 当其脉冲前沿传播至目标区时, 慢时间为tm=(x0+nd)2+y20c+ndv, 由多普勒频率对相位的影响, 可得目标区所接收的辐射单元信号为

    srn(tr)=rect(trtm0.5τ0τ0)exp{j[2πf0tr+2π(cvc+v1)f0tm]}. (17)

    联立(4)式和(16)式可得该辐射单元发射信号的表达式:

    sn(ˆt)=rect(ˆt0.5τ0τ0)×exp{j[2πf0ˆt+2πcvc+vf0tmn]}. (18)

    对于阵列和信号参数的讨论, 与目标位于阵列方向时的方案中参数设计的原理相同, 但是将阵长L保持在105 m不变. 将阵列远端与目标之间的距离改为RL=(x0+L)2+y20并代入(9)式–式(14), 则可由确定的阵列长度推得辐射单元发射信号的脉宽等参数.

    波束扫描角为45°时, 辐射单元信号的相位调制与3.1节中一致.

    根据表1所示参数仿真目标区的合成信号, 结果如图11所示,则合成信号频谱的峰值旁瓣比为–24.28 dB, 积分旁瓣比为–14.93 dB, 低频分量在合成信号中的能量占比为96.88%. 频谱对比图中合成信号低频分量为–3.754 dB(64.91%).

    表 1  波束扫描45°时合成信号的仿真参数
    Table 1.  Simulation parameters of the composite signal when beam scanning angle being 45°
    参数数据参数数据
    阵列长度105 m目标与阵列距离30 km
    辐射单元信号脉宽0.73 μs合成信号脉宽1.46 μs
    辐射单元信号频率1 GHz合成信号频率400 MHz
    辐射单元间距0.15 m辐射单元总数700
    相位调制频率39 MHz相位步进1013π
    下载: 导出CSV 
    | 显示表格
    图 11 波束扫描角为45°时合成信号的波形、频谱以及阵列发射信号与合成信号的频谱对比图 (a) 合成信号波形; (b) 合成信号频谱; (c) 阵列发射信号与合成信号的频谱对比\r\nFig. 11. Waveform and spectrum of the composite signal and the spectrum comparison between the signal transmitted by the array and the composite signal when the beam scanning angle being 45°: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal; (c) spectrum comparison between the signal transmitted by the array and the composite signal
    图 11  波束扫描角为45°时合成信号的波形、频谱以及阵列发射信号与合成信号的频谱对比图 (a) 合成信号波形; (b) 合成信号频谱; (c) 阵列发射信号与合成信号的频谱对比
    Fig. 11.  Waveform and spectrum of the composite signal and the spectrum comparison between the signal transmitted by the array and the composite signal when the beam scanning angle being 45°: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal; (c) spectrum comparison between the signal transmitted by the array and the composite signal

    在实际应用的情况下, 分析辐射单元间距误差和相位误差[19]的影响是必要的. 若辐射单元间距误差(单位: m)服从正态分布N(0,1×104), 辐射单元信号相位误差(单元: rad)服从正态分布N(0,π2/210), 则误差的分布与合成信号的波形、频谱如图12所示.

    图 12 辐射单元间距误差和相位误差的分布直方图 (a)辐射单元间距误差的分布直方图; (b) 相位误差的分布直方图\r\nFig. 12. Distribution histogram of radiating element spacing error and phase error: (a) Distribution histogram of radiating element spacing; (b) distribution histogram of phase error.
    图 12  辐射单元间距误差和相位误差的分布直方图 (a)辐射单元间距误差的分布直方图; (b) 相位误差的分布直方图
    Fig. 12.  Distribution histogram of radiating element spacing error and phase error: (a) Distribution histogram of radiating element spacing; (b) distribution histogram of phase error.

    表1所示仿真参数的基础上, 向合成信号中引入上述误差, 则合成信号的波形与频谱如图13所示.

    图 13 受到辐射单元间距误差和相位误差时合成信号的波形与频谱 (a) 合成信号的波形; (b) 合成信号的频谱\r\nFig. 13. Waveform and spectrum of the composite signal subjected to radiating element spacing error and phase error: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal.
    图 13  受到辐射单元间距误差和相位误差时合成信号的波形与频谱 (a) 合成信号的波形; (b) 合成信号的频谱
    Fig. 13.  Waveform and spectrum of the composite signal subjected to radiating element spacing error and phase error: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal.

    此时合成信号频谱的峰值旁瓣比为–17.01 dB, 积分旁瓣比为–7.93 dB. 因此辐射单元间距误差和相位误差将导致谐波分量对合成信号的影响增大.

    虽然辐射单元发射信号的相位根据目标位置设定, 但是实际情况下目标并不一定会位于预定位置, 因此需要讨论目标偏离预定位置对合成信号的影响.

    根据表1所示参数仿真, 并使得实际目标在波束扫描45°方向上偏离预定位置, 则合成信号的仿真结果如图14图15所示.

    图 14 实际目标距离阵列近端50 km时合成信号的波形、频谱与合成信号慢时间相位和低频信号相位的差值 (a) 合成信号的波形; (b) 合成信号的频谱; (c) 合成信号慢时间相位和低频信号相位的差值\r\nFig. 14. Waveform, spectrum of the composite signal and slow time phase difference with that of low frequency signal when the actual target being 50 km from the near end of the array: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal; (c) slow time phase difference with that of low frequency signal.
    图 14  实际目标距离阵列近端50 km时合成信号的波形、频谱与合成信号慢时间相位和低频信号相位的差值 (a) 合成信号的波形; (b) 合成信号的频谱; (c) 合成信号慢时间相位和低频信号相位的差值
    Fig. 14.  Waveform, spectrum of the composite signal and slow time phase difference with that of low frequency signal when the actual target being 50 km from the near end of the array: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal; (c) slow time phase difference with that of low frequency signal.
    图 15 实际目标距离阵列近端10 km时合成信号的波形、频谱与合成信号慢时间相位和低频信号相位的差值 (a) 合成信号的波形; (b) 合成信号的频谱; (c) 合成信号慢时间相位和低频信号相位的差值\r\nFig. 15. Waveform, spectrum of the composite signal and slow time phase difference with that of low frequency signal when the actual target being 10 km from the near end of the array: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal; (c) slow time phase difference with that of low frequency signal.
    图 15  实际目标距离阵列近端10 km时合成信号的波形、频谱与合成信号慢时间相位和低频信号相位的差值 (a) 合成信号的波形; (b) 合成信号的频谱; (c) 合成信号慢时间相位和低频信号相位的差值
    Fig. 15.  Waveform, spectrum of the composite signal and slow time phase difference with that of low frequency signal when the actual target being 10 km from the near end of the array: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal; (c) slow time phase difference with that of low frequency signal.

    当实际目标距离阵列近端50 km时, 合成信号的峰值旁瓣比为–23.3 dB, 积分旁瓣比为–14.92 dB, 当实际目标距离阵列近端10 km时, 合成信号频谱的峰值旁瓣比为–17.6 dB, 积分旁瓣比为–11.17 dB, 因此目标向远处偏离预定位置时, 对合成信号影响很小, 反之, 目标向近处偏离预定位置时, 对合成信号影响较大(见表2).

    表 2  目标偏离预定位置时合成信号的仿真结果
    Table 2.  Simulation results of the composite signal when the target deviating from the predetermined position.
    实际目标与阵列距离/km峰值旁瓣比/dB积分旁瓣比/dB
    50–23.3–14.92
    10–17.6–11.17
    下载: 导出CSV 
    | 显示表格

    以上分析中辐射单元间距均等于半波长, 增大辐射单元间距[20]有利于工程实现. 分析等间隔稀疏条件下的合成信号性能具有意义. 下面将在目标位于45°扫描角时, 将辐射单元间距扩大至一个波长,仿真结果如图16所示.

    图 16 等间隔稀疏阵列合成信号的波形与频谱 (a) 合成信号的波形; (b) 合成信号的频谱\r\nFig. 16. Waveform and spectrum of signals composited by equally spaced sparse array: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal.
    图 16  等间隔稀疏阵列合成信号的波形与频谱 (a) 合成信号的波形; (b) 合成信号的频谱
    Fig. 16.  Waveform and spectrum of signals composited by equally spaced sparse array: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal.

    表3所示参数仿真合成信号, 则合成信号频谱的峰值旁瓣比为–12.83 dB, 积分旁瓣比为–7.14 dB. 显然, 辐射单元间距的增大导致了谐波分量的增大.

    表 3  等间隔稀疏条件下合成信号的仿真参数
    Table 3.  Simulation parameters of the composite signal under the condition of equispaced sparsity.
    参数数据参数数据
    阵列长度105 m目标与阵列距离30 km
    辐射单元间距0.3 m辐射单元总数350
    辐射单元信号频率1 GHz合成信号频率400 MHz
    辐射单元信号脉宽0.73 μs合成信号脉宽1.46 μs
    相位调制频率39 MHz相位步进1013π
    下载: 导出CSV 
    | 显示表格

    结合电磁波多普勒原理和阵列天线, 本文研究了低频信号产生方法, 并给出了相关仿真结果. 从分析结果看, 基于大型阵列天线所提方法有一定的可行性, 但更低频率产生、谐波控制和稀疏阵列条件下的应用等问题仍待解决. 持续开展相关研究工作, 具有重要意义.

    感谢西安电子科技大学的水鹏朗老师对本文工作的帮助.

    [1]

    许道明, 张宏伟 2018 现代防御技术 46 148Google Scholar

    Xu D M, Zhang H W 2018 Modern Defence Technology 46 148Google Scholar

    [2]

    代红, 何丹 2016 电子信息对抗技术 31 40Google Scholar

    Dai H, He D 2016 Electronic Information Warfare Technology 31 40Google Scholar

    [3]

    周建卫, 李道京, 胡烜 2017 中国科学院大学学报 34 411Google Scholar

    Zhou J W, Li D J, Hu X 2017 J. Un. Chin. Ac. Sci. 34 411Google Scholar

    [4]

    周建卫, 李道京, 田鹤, 潘洁, 胡烜 2017 电子与信息学报 39 1058Google Scholar

    Zhou J W, Li D J, Tian H, Pan J, Hu X 2017 J. El. Inf. Tech. 39 1058Google Scholar

    [5]

    张仁李, 胡丽红, 盛卫星, 马晓峰, 韩玉兵 2016 电波科学学报 31 284Google Scholar

    Zhang R L, Hu L H, Sheng W X, Ma X F, Han Y B 2016 Chin. J. Rad. Sci. 31 284Google Scholar

    [6]

    Arazm F, Benson F A 1980 IEEE Trans. Electromag. Compat. EMC 22 142Google Scholar

    [7]

    顾继慧, 陈如山 2001 现代雷达 1 24Google Scholar

    Gu J H, Chen R S 2001 Mod. Radar. 1 24Google Scholar

    [8]

    张元仲 2016 物理与工程 26 3Google Scholar

    Zhang Y Z 2016 Physics and Engineering 26 3Google Scholar

    [9]

    Jearl Walker, David Halliday, Robert Resnick 2014 Fundamentals of Physics (United States of America: John Wiley) pp1135–1137

    [10]

    别业广 2003 物理与工程 4 62Google Scholar

    Bie Y G 2003 Physics and Engineering 4 62Google Scholar

    [11]

    高炳坤, 王凤林 2003 大学物理 8 15Google Scholar

    Gao B K, Wang F L 2003 College Physics 8 15Google Scholar

    [12]

    严欣达, 程先卿 1987 大学物理 11 25Google Scholar

    Yan X D, Cheng X Q 1987 College Physics 11 25Google Scholar

    [13]

    王景雪, 汤正新, 陈庆东, 尤景汉 2009 大学物理 28 24Google Scholar

    Wang J X, Tang Z X, Chen Q D, You J H 2009 College Physics 28 24Google Scholar

    [14]

    吴翊, 朱炬波, 易东云, 王正明 1997 中国空间科学技术 6 47

    Wu Y, Zhu J B, Yi D Y, Wang Z M 1997 Chin. Space. Sci. Technol. 6 47

    [15]

    房鹏 2009 硕士学位论文 (北京: 清华大学)

    Fang P 2009 M. S. Thesis (Beijing: Tsinghua University) (in Chinese)

    [16]

    保铮, 邢孟道, 王彤 2005 雷达成像技术 (北京: 电子工业出版社) 第125−132页

    Bao Z, Xing M D, Wang T 2005 Radar Imaging Technology (Beijing: Publishing House of Electronics Industry) pp125−132 (in Chinese)

    [17]

    魏钟铨 2001 合成孔径雷达卫星 (北京: 科学出版社) 第204−206页

    Wei Z Q 2001 Synthetic Aperture Radar Satellite (Beijing: Science Press) pp204−206 (in Chinese)

    [18]

    王建 2015 阵列天线理论与工程应用 (北京: 电子工业出版社) 第8页

    Wang J 2015 Theory and Engineering Application of Array Antenna (Beijing: Publishing House of Electronics Industry) p8 (in Chinese)

    [19]

    左群声, 徐国良, 马林, 王等纯 等 译) 2006 雷达系统导论(北京: 电子工业出版社) 第429−452页

    Merrill I. Skolnik (translated by Zuo Q S, Xu G L, Ma L, Wang D C) 2006 Introduction to Radar System (Beijing: Publishing House of Electronics Industry) pp429−452 (in Chinese)[Merrill I. Skolnik

    [20]

    李道京, 侯颖妮, 滕秀敏, 李烈辰 2014 稀疏阵列天线雷达技术及其应用 (北京: 科学出版社) 第6−15页

    Li D J, Hou Y N, Teng X M, Li L C 2014 Sparse Array Antenna Radar Technology and Its Application (Beijing: Science Press) pp6−15 (in Chinese)

    期刊类型引用(2)

    1. 张琳,王海涛,杨爽,曾向阳,陈克安. 面向舱室声学环境的深度时域语音增强网络. 声学学报. 2023(04): 890-900 . 百度学术
    2. 崔岸婧,李道京,周凯,王宇,洪峻. 交错阵列甚低频信号产生方法研究. 雷达学报. 2020(05): 925-938 . 百度学术

    其他类型引用(0)

  • 图 1  雷达运动示意图

    Fig. 1.  Schematic diagram of the radar’s movement

    图 2  多普勒效应中的发射/接收信号波形与频谱 (a) 发射信号波形; (b) 接收信号波形; (c) 发射信号与接收信号频谱

    Fig. 2.  The emission/received signal waveform and spectrum of doppler effect: (a) The emission signal waveform; (b) the received signal waveform; (c) spectrum of the emission/received signal.

    图 3  空时坐标系中对运动雷达发射信号过程分解的示意图

    Fig. 3.  Schematic diagram of decomposition of moving radar in space-time coordinate system.

    图 4  阵列天线结构等效运动雷达的示意图

    Fig. 4.  Schematic diagram of the array antenna structure equivalent to the moving radar.

    图 5  目标在阵列方向时的阵列天线结构

    Fig. 5.  Array antenna structure when the target being in the array direction.

    图 6  辐射单元信号首尾相接时合成信号的波形与频谱 (a) 合成信号波形; (b)合成信号频谱

    Fig. 6.  Waveform and spectrum of the composite signal when signals of radiating elements being connected end to end: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal.

    图 7  辐射单元发射信号相位调制频率81 MHz时合成信号的包络移动情况、波形与频谱 (a) 合成信号的包络移动情况; (b) 合成信号的波形; (c) 合成信号的频谱

    Fig. 7.  Envelope movement, waveform and spectrum of the composite signal when the phase modulation frequency of the radiating element signal being 81 MHz: (a) Envelope movement of the composite signal; (b) waveform of the composite signal; (c) spectrum of the composite signal.

    图 8  相位调制频率为81 MHz和39 MHz时辐射单元信号的频谱 (a) 相位调制频率为81 MHz时辐射单元信号的频谱; (b) 相位调制频率为39 MHz时辐射单元信号的频谱

    Fig. 8.  Spectrums of the radiating element signal when the phase modulation frequency being 81 MHz and 39 MHz: (a) Spectrum of the radiating element signal when the phase modulation frequency being 81 MHz; (b) spectrums of the radiating element signal when the phase modulation frequency being 39 MHz

    图 9  辐射单元发射信号相位调制频率39 MHz时合成信号的波形、频谱以及阵列发射信号与合成信号的频谱对比图 (a) 合成信号的波形; (b) 合成信号的频谱; (c) 阵列发射信号与合成信号的频谱对比

    Fig. 9.  Waveform, spectrum of the composite signal and the spectrum comparison between the signal transmitted by the array and the composite signal when the phase modulation frequency of radiating element signals being 39 MHz: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal; (c) spectrum comparison between the signal transmitted by the array and the composite signal.

    图 10  波束扫描角为45°时的阵列结构

    Fig. 10.  Array structure when the beam scanning angle being 45°.

    图 11  波束扫描角为45°时合成信号的波形、频谱以及阵列发射信号与合成信号的频谱对比图 (a) 合成信号波形; (b) 合成信号频谱; (c) 阵列发射信号与合成信号的频谱对比

    Fig. 11.  Waveform and spectrum of the composite signal and the spectrum comparison between the signal transmitted by the array and the composite signal when the beam scanning angle being 45°: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal; (c) spectrum comparison between the signal transmitted by the array and the composite signal

    图 12  辐射单元间距误差和相位误差的分布直方图 (a)辐射单元间距误差的分布直方图; (b) 相位误差的分布直方图

    Fig. 12.  Distribution histogram of radiating element spacing error and phase error: (a) Distribution histogram of radiating element spacing; (b) distribution histogram of phase error.

    图 13  受到辐射单元间距误差和相位误差时合成信号的波形与频谱 (a) 合成信号的波形; (b) 合成信号的频谱

    Fig. 13.  Waveform and spectrum of the composite signal subjected to radiating element spacing error and phase error: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal.

    图 14  实际目标距离阵列近端50 km时合成信号的波形、频谱与合成信号慢时间相位和低频信号相位的差值 (a) 合成信号的波形; (b) 合成信号的频谱; (c) 合成信号慢时间相位和低频信号相位的差值

    Fig. 14.  Waveform, spectrum of the composite signal and slow time phase difference with that of low frequency signal when the actual target being 50 km from the near end of the array: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal; (c) slow time phase difference with that of low frequency signal.

    图 15  实际目标距离阵列近端10 km时合成信号的波形、频谱与合成信号慢时间相位和低频信号相位的差值 (a) 合成信号的波形; (b) 合成信号的频谱; (c) 合成信号慢时间相位和低频信号相位的差值

    Fig. 15.  Waveform, spectrum of the composite signal and slow time phase difference with that of low frequency signal when the actual target being 10 km from the near end of the array: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal; (c) slow time phase difference with that of low frequency signal.

    图 16  等间隔稀疏阵列合成信号的波形与频谱 (a) 合成信号的波形; (b) 合成信号的频谱

    Fig. 16.  Waveform and spectrum of signals composited by equally spaced sparse array: (a) Waveform of the composite signal; (b) spectrum of the composite signal.

    表 1  波束扫描45°时合成信号的仿真参数

    Table 1.  Simulation parameters of the composite signal when beam scanning angle being 45°

    参数数据参数数据
    阵列长度105 m目标与阵列距离30 km
    辐射单元信号脉宽0.73 μs合成信号脉宽1.46 μs
    辐射单元信号频率1 GHz合成信号频率400 MHz
    辐射单元间距0.15 m辐射单元总数700
    相位调制频率39 MHz相位步进1013π
    下载: 导出CSV

    表 2  目标偏离预定位置时合成信号的仿真结果

    Table 2.  Simulation results of the composite signal when the target deviating from the predetermined position.

    实际目标与阵列距离/km峰值旁瓣比/dB积分旁瓣比/dB
    50–23.3–14.92
    10–17.6–11.17
    下载: 导出CSV

    表 3  等间隔稀疏条件下合成信号的仿真参数

    Table 3.  Simulation parameters of the composite signal under the condition of equispaced sparsity.

    参数数据参数数据
    阵列长度105 m目标与阵列距离30 km
    辐射单元间距0.3 m辐射单元总数350
    辐射单元信号频率1 GHz合成信号频率400 MHz
    辐射单元信号脉宽0.73 μs合成信号脉宽1.46 μs
    相位调制频率39 MHz相位步进1013π
    下载: 导出CSV
  • [1]

    许道明, 张宏伟 2018 现代防御技术 46 148Google Scholar

    Xu D M, Zhang H W 2018 Modern Defence Technology 46 148Google Scholar

    [2]

    代红, 何丹 2016 电子信息对抗技术 31 40Google Scholar

    Dai H, He D 2016 Electronic Information Warfare Technology 31 40Google Scholar

    [3]

    周建卫, 李道京, 胡烜 2017 中国科学院大学学报 34 411Google Scholar

    Zhou J W, Li D J, Hu X 2017 J. Un. Chin. Ac. Sci. 34 411Google Scholar

    [4]

    周建卫, 李道京, 田鹤, 潘洁, 胡烜 2017 电子与信息学报 39 1058Google Scholar

    Zhou J W, Li D J, Tian H, Pan J, Hu X 2017 J. El. Inf. Tech. 39 1058Google Scholar

    [5]

    张仁李, 胡丽红, 盛卫星, 马晓峰, 韩玉兵 2016 电波科学学报 31 284Google Scholar

    Zhang R L, Hu L H, Sheng W X, Ma X F, Han Y B 2016 Chin. J. Rad. Sci. 31 284Google Scholar

    [6]

    Arazm F, Benson F A 1980 IEEE Trans. Electromag. Compat. EMC 22 142Google Scholar

    [7]

    顾继慧, 陈如山 2001 现代雷达 1 24Google Scholar

    Gu J H, Chen R S 2001 Mod. Radar. 1 24Google Scholar

    [8]

    张元仲 2016 物理与工程 26 3Google Scholar

    Zhang Y Z 2016 Physics and Engineering 26 3Google Scholar

    [9]

    Jearl Walker, David Halliday, Robert Resnick 2014 Fundamentals of Physics (United States of America: John Wiley) pp1135–1137

    [10]

    别业广 2003 物理与工程 4 62Google Scholar

    Bie Y G 2003 Physics and Engineering 4 62Google Scholar

    [11]

    高炳坤, 王凤林 2003 大学物理 8 15Google Scholar

    Gao B K, Wang F L 2003 College Physics 8 15Google Scholar

    [12]

    严欣达, 程先卿 1987 大学物理 11 25Google Scholar

    Yan X D, Cheng X Q 1987 College Physics 11 25Google Scholar

    [13]

    王景雪, 汤正新, 陈庆东, 尤景汉 2009 大学物理 28 24Google Scholar

    Wang J X, Tang Z X, Chen Q D, You J H 2009 College Physics 28 24Google Scholar

    [14]

    吴翊, 朱炬波, 易东云, 王正明 1997 中国空间科学技术 6 47

    Wu Y, Zhu J B, Yi D Y, Wang Z M 1997 Chin. Space. Sci. Technol. 6 47

    [15]

    房鹏 2009 硕士学位论文 (北京: 清华大学)

    Fang P 2009 M. S. Thesis (Beijing: Tsinghua University) (in Chinese)

    [16]

    保铮, 邢孟道, 王彤 2005 雷达成像技术 (北京: 电子工业出版社) 第125−132页

    Bao Z, Xing M D, Wang T 2005 Radar Imaging Technology (Beijing: Publishing House of Electronics Industry) pp125−132 (in Chinese)

    [17]

    魏钟铨 2001 合成孔径雷达卫星 (北京: 科学出版社) 第204−206页

    Wei Z Q 2001 Synthetic Aperture Radar Satellite (Beijing: Science Press) pp204−206 (in Chinese)

    [18]

    王建 2015 阵列天线理论与工程应用 (北京: 电子工业出版社) 第8页

    Wang J 2015 Theory and Engineering Application of Array Antenna (Beijing: Publishing House of Electronics Industry) p8 (in Chinese)

    [19]

    左群声, 徐国良, 马林, 王等纯 等 译) 2006 雷达系统导论(北京: 电子工业出版社) 第429−452页

    Merrill I. Skolnik (translated by Zuo Q S, Xu G L, Ma L, Wang D C) 2006 Introduction to Radar System (Beijing: Publishing House of Electronics Industry) pp429−452 (in Chinese)[Merrill I. Skolnik

    [20]

    李道京, 侯颖妮, 滕秀敏, 李烈辰 2014 稀疏阵列天线雷达技术及其应用 (北京: 科学出版社) 第6−15页

    Li D J, Hou Y N, Teng X M, Li L C 2014 Sparse Array Antenna Radar Technology and Its Application (Beijing: Science Press) pp6−15 (in Chinese)

  • [1] 王井上, 王栋梁, 常国庆. 基于色散管理的自相位调制光谱展宽滤波技术. 物理学报, 2023, 72(9): 094205. doi: 10.7498/aps.72.20230088
    [2] 高小苹, 梁景睿, 刘堂昆, 李宏, 刘继兵. 巨梯型四能级里德伯原子系统透射光谱性质的调控. 物理学报, 2021, 70(11): 113201. doi: 10.7498/aps.70.20202077
    [3] 高德洋, 高大治, 迟静, 王良, 宋文华. Doppler-warping变换及其应用在声学目标运动速度估计. 物理学报, 2021, 70(12): 124302. doi: 10.7498/aps.70.20201653
    [4] 冯奎胜, 李娜, 杨欢欢. 电磁超构表面与天线结构一体化的低RCS阵列. 物理学报, 2021, 70(19): 194101. doi: 10.7498/aps.70.20210746
    [5] 谢前朋, 潘小义, 陈吉源, 肖顺平. 基于稀疏阵列的电磁矢量传感器多输入多输出雷达高分辨角度和极化参数联合估计. 物理学报, 2020, 69(7): 074302. doi: 10.7498/aps.69.20191895
    [6] 王传位, 李宁, 黄孝龙, 翁春生. 基于多角度投影激光吸收光谱技术的两段式速度分布流场测试方法. 物理学报, 2019, 68(24): 247801. doi: 10.7498/aps.68.20191223
    [7] 焦敬品, 李海平, 何存富, 吴斌, 薛岩. 基于反转路径差信号的兰姆波成像方法. 物理学报, 2019, 68(12): 124301. doi: 10.7498/aps.68.20190101
    [8] 周天益. 基于随机场照射的最优微波成像. 物理学报, 2019, 68(5): 055201. doi: 10.7498/aps.68.20182122
    [9] 程梦尧, 王兆华, 何会军, 王羡之, 朱江峰, 魏志义. 高效率三倍频产生355 nm皮秒激光的实验研究. 物理学报, 2019, 68(12): 124205. doi: 10.7498/aps.68.20190513
    [10] 徐灵基, 杨益新, 杨龙. 水下线谱噪声源识别的波束域时频分析方法研究. 物理学报, 2015, 64(17): 174304. doi: 10.7498/aps.64.174304
    [11] 巴斌, 刘国春, 李韬, 林禹丞, 王瑜. 基于哈达玛积扩展子空间的到达时间和波达方向联合估计. 物理学报, 2015, 64(7): 078403. doi: 10.7498/aps.64.078403
    [12] 陈秋菊, 姜秋喜, 曾芳玲, 宋长宝. 基于时间反演电磁波的稀疏阵列单频信号空间功率合成. 物理学报, 2015, 64(20): 204101. doi: 10.7498/aps.64.204101
    [13] 周杰, 江浩, 菊池久和, 邵根富. 基于改进的统计信道模型与多天线系统性能分析. 物理学报, 2014, 63(14): 140506. doi: 10.7498/aps.63.140506
    [14] 江浩, 周杰, 菊池久和, 邵根富. 基于三维空间域移动通信统计信道的多普勒效应. 物理学报, 2014, 63(4): 048702. doi: 10.7498/aps.63.048702
    [15] 李彦超, 王春晖, 高龙, 丛海芳, 曲杨. 多普勒振镜正弦调制多光束激光外差测量玻璃厚度的方法. 物理学报, 2012, 61(4): 044207. doi: 10.7498/aps.61.044207
    [16] 张雪芹, 王均宏, 李铮. 微带阵列天线的时域散射特性. 物理学报, 2011, 60(5): 051301. doi: 10.7498/aps.60.051301
    [17] 杨殿阁, 罗禹贡, 李兵, 李克强, 连小珉. 基于时域多普勒修正的运动声全息识别方法. 物理学报, 2010, 59(7): 4738-4747. doi: 10.7498/aps.59.4738
    [18] 方晓惠, 胡明列, 刘博文, 栗岩锋, 柴路, 王清月, 童维军, 罗杰. 光子晶体光纤纤芯整形获得中空模式输出. 物理学报, 2009, 58(9): 6330-6334. doi: 10.7498/aps.58.6330
    [19] 张 宏, 方路平, 童勤业. 海豚等动物神经系统处理多普勒信号的一种可能性方案. 物理学报, 2007, 56(12): 7339-7345. doi: 10.7498/aps.56.7339
    [20] 左战春, 孙 江, 吴令安, 傅盘铭. 消多普勒三光子共振六波混频. 物理学报, 2006, 55(3): 1186-1190. doi: 10.7498/aps.55.1186
  • 期刊类型引用(2)

    1. 张琳,王海涛,杨爽,曾向阳,陈克安. 面向舱室声学环境的深度时域语音增强网络. 声学学报. 2023(04): 890-900 . 百度学术
    2. 崔岸婧,李道京,周凯,王宇,洪峻. 交错阵列甚低频信号产生方法研究. 雷达学报. 2020(05): 925-938 . 百度学术

    其他类型引用(0)

计量
  • 文章访问数:  6776
  • PDF下载量:  75
  • 被引次数: 2
出版历程
  • 收稿日期:  2020-04-06
  • 修回日期:  2020-06-04
  • 上网日期:  2020-06-12
  • 刊出日期:  2020-10-05

/

返回文章
返回