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太阳在10.7 cm波长(2.8 GHz)的辐射流量是描述太阳爆发活动的重要参数, 称为F107指数[1]. 在太阳F107指数观测中, 太阳射电望远镜需要高灵敏度和高空间分辨率, 因此需要射电望远镜天线具有高增益. 传统太阳射电望远镜一般采用高增益的抛物面天线. 然而, 抛物面天线自身结构导致了天线体积庞大、剖面高、制造成本高[2]. 因此开展高增益、低成本、低剖面天线具有重要研究价值.
近年来, 超材料由于其独特的电磁特性引起了学者广泛关注[3,4]. 在微波领域, 超材料被广泛应用于提高天线性能[5], 例如提高天线增益[6-7]、减小雷达散射截面[8]、滤波[9]、极化转换[10]. 其中, 将超材料结构放置在馈源之上形成Fabry-Perot(F-P)天线[11], 因其具有高增益、低剖面、馈电网络简单的优点而被广泛研究[12]. 然而, 受限于其辐射机理, 当F-P天线物理尺寸较大时, 天线的口径效率迅速下降. 例如, 当F-P天线物理口径大于3倍波长时, F-P天线的口径效率小于30%[13]. 通常提升F-P天线增益和口径效率的方式有三种. 第一种是设计反射系数幅值高的超材料单元增强F-P天线增益[14,15]. 例如, 文献[14]设计了一种高反射系数超材料单元作为F-P天线的覆层, 实现了16.35 dBi的增益. 第二种方式是使用天线阵列作为F-P天线馈源. 文献[16]中采用2×2天线阵作为F-P天线馈源, 其峰值增益和口径效率分别为19.4 dBi和39.1%. 第三种方式是采用多层超材料作为F-P天线覆层[17-19]. 文献[17]中采用了部分反射表面和相位校正超表面构成多层超材料结构, 通过将相位校正超表面放置部分反射表面上方, 实现对F-P天线传输相位进一步校正, 从而提高了天线增益. 文献[18]提出一种基于菲涅耳波带板的多层超表面结构, 实现了21 dBi的高增益和25%的口径效率. 多层超材料结构能够在保持F-P天线口径不变情况下, 能够有效地提升天线增益和口径效率, 但也增加了天线整体剖面高度和成本[19].
针对上述问题, 本文提出了一种基于超材料角反射面的高增益高效率F-P天线. 所提出的F-P天线由超材料角反射面和双圆极化贴片天线馈源组成. 超材料角反射面包括4个相位校正超表面(phase correction metasurface, PCM)和1个非均匀部分反射表面(partially reflective surface, PRS). 超材料角反射面同时充当了反射面和相位校正面, 使得馈源辐射的电磁波在到达F-P谐振腔边缘时, 经相位补偿后重新反射回到谐振腔内. 超材料角反射面不仅增加了电磁波在F-P谐振腔内反射次数, 还减少了谐振腔边缘的散射和漏射, 因此有效地提高了天线增益和口径效率.
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传统的F-P天线的通常由PRS和贴片天线馈源组成, 如图1所示. 馈源辐射电磁波通过在地平面和PRS之间多次反射后, 形成同相干涉, 从而提高馈源的方向性. 根据射线跟踪模型[20], 在忽略传输损耗情况下, F-P天线的电场强度函数如(1)式所示. 其中
$f(\alpha)$ 和E0分别是馈源天线的归一化方向图函数和电场强度幅值最大值, ρ是PRS的反射系数幅值, Φ是电场波在PRS和地平面一个反射周期内的相位差, 如(2)式所示. 式中φPRS和φGND分别是PRS和地平面的反射相位. h是PRS和地平面之间的距离, λ是自由空间波长, α是电磁波辐射方向角.
图 1 传统F-P天线剖面图
Figure 1. Sectional view of the traditional F-P antenna.
$ E=f(\alpha ){E_0}\sqrt {1 - {\rho ^2}} \frac{1}{{1 - \rho \cdot {{\text{e}}^{{\text{j}}\varPhi }}}} \text{, } $ $ \varPhi {\text{ = }}{\varphi _{{\text{PRS}}}} - {\varphi _{{\text{GND}}}} - \frac{{4{\text{π }}}}{\lambda }h\cos \alpha . $ 通常情况下, PRS和地平面的反射相位为π. 当F-P谐振腔高度h为半个波长时, F-P天线在α = 0°处方向性系数取得最大值, 如(3)式所示. (3)式中D是F-P天线相比于馈源的增加的方向性系数. 从(3)式可以看出, 方向性系数D只与PRS的反射系数幅值ρ有关, 反射系数幅值越大, 方向性系数D的数值越大.
$ D = 10\lg\frac{{1 + \rho }}{{1 - \rho }} . $ 然而, (3)式只考虑了α = 0°和天线尺寸无限大的理想情况. 在实际应用中, 天线尺寸是有限的, 且馈源的辐射方向角α包含了各种方向. 考虑到不同辐射方向角α对天线增益的影响, 方向性系数D表达式应改为(4)式. 从(4)式可以看到, 方向性系数D不仅与反射系数幅值ρ有关, 也与一个周期内反射相位差Φ有关. 因此, 可以通过校正不同辐射方向电磁波的相位, 进一步提高F-P天线的增益.
$ D = 10\lg f^2(\alpha )\frac{{1 - \rho ^2}}{{1 + \rho ^2-2\rho \cos \varPhi}} . $ 基于上述原理, 提出了一种基于超材料角反射面的F-P天线, 如图2所示. 通过在PRS四周增加了4个PCM构成超材料角反射面, 能够实现对F-P天线边缘电磁波进行相位校正, 从而提升天线增益. 根据电磁波干涉原理, 当PCM反射相位φPCM与周期内的相位差Φ同相时, 天线方向性经同相干涉得到增强, 如(5)式所示. 当电磁波在F-P谐振腔内经过多次反射到达PCM时, PCM同时充当了相位校正面和反射面, 将电磁波经相位校正后重新反射回谐振腔内. 因此, 有限尺寸的F-P天线通过PCM近似扩展为无限大尺寸天线, 实现了增益和口径效率的提高.
图 2 基于超材料角反射面的F-P天线原理图
Figure 2. Principle of the F-P antenna with metamaterial-based corner reflector.
$ {\varphi _{{\text{PRS}}}} - {\varphi _{{\text{GND}}}} - \frac{{4{\text{π }}}}{\lambda }h\cos \alpha + {\varphi _{{\text{PCM}}}} = - 2k{\text{π }} . $ -
太阳在2.8 GHz频段的辐射流量同时包含了左旋圆极化和右旋圆极化分量, 因此要求天线能够同时接收双圆极化电磁波. 基于太阳F107指数观测需求, 本节设计了一种用于F107指数观测的高增益高效率双圆极化F-P天线, 如图3所示. 该F-P天线主要由两部分组成, 双圆极化贴片天线馈源和超材料角反射面. 馈源包括方形贴片、蚀刻2个H形缝隙的地平面、介质基板以及正交电桥馈电网络.超材料角反射面包含4个PCM和1个非均匀PRS. 非均匀PRS由13×13个相同的PRS单元和加长的介质基板组成. 单个PCM由2×18个相同的PCM单元和介质基板组成. 4个PCM分布在非均匀PRS和馈源的中间, 与非均匀PRS一起构成角反射面.
图 3 所设计F-P天线3维结构图
Figure 3. Exploded view of the designed F-P antenna.
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贴片天线具有体积小、重量轻、成本低的优点, 被广泛用于F-P天线的馈源. 本文设计了一个双圆极化贴片天线作为F-P天线馈源. 图4展示了双圆极化贴片天线的几何结构, 具体设计参数列于表1中.
图 4 贴片天线馈源结构图
Figure 4. The geometry of the patch antenna feed.
参数 数值/mm 参数 数值/mm 参数 数值/mm $l_{1} $ 588 $w_{1} $ 34 h 57 $l_{2} $ 100 $w_{2} $ 35.976 $h_{1} $ 1.524 $l_{3} $ 24.7 $w_{3} $ 40 $h_{2} $ 1.524 $l_{4} $ 25.2 $w_{4} $ 38 $h_{3} $ 1.524 $l_{5} $ 43.5 $w_{5} $ 28.5 $h_{4} $ 1.524 $l_{6} $ 16.4 $w_{6} $ 26.1 $h_{5}$ 57 $l_{7} $ 33 $w_{7} $ 3.3 $l_{13} $ 584.952 $l_{8} $ 18.3 $w_{8} $ 5.6 $l_{12} $ 5.2 $l_9 $ 15.8 $l_{10} $ 16.4 $l_{11 }$ 5.6 表 1 天线参数
Table 1. Parameters of the proposed antenna.
双圆极化贴片天线由方形贴片、蚀刻两个H形缝隙的地平面、正交电桥馈电网络以及两个堆叠放置的Rogers4350B介质基板组成. 方形贴片和馈电网络分别位于介质基板的顶部和底部, 中间层由蚀刻H形槽的地平面隔开. 方形贴片与馈电网络通过H形缝隙耦合馈电. 贴片天线的双圆极化由正交电桥馈电网络实现. 为了减少馈电网络的不连续性, 在微带线的拐角处进行了三角形枝节切割.
在软件HFSS中对所设计馈源进行建模和仿真, 图5为馈源轴比和增益仿真结果图. 从图5中可以观察到, 馈源的左旋圆极化增益和右旋圆极化增益具有高度一致性, 在2.8 GHz频点处的左旋圆极化增益和右旋圆极化增益分别为5.0 dBi和4.9 dBi. 馈源的左旋圆极化带宽为2.63—3.09 GHz, 右旋圆极化带宽为2.61—3.01 GHz, 满足了太阳F107指数的观测带宽要求.
图 5 贴片天线馈源轴比和增益
Figure 5. Simulated axial ratio and gain of the antenna feed.
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为了提高双圆极化天线馈源的增益, 在馈源上方放置PRS构成F-P天线. 由(3)式可知, 理想情况下F-P天线的方向性随着PRS的反射系数幅值增加而增加. 本文采用了高反射系数幅值的方形贴片作为PRS单元. 相比其他结构的PRS单元, 方形贴片PRS单元具有设计简单、反射系数幅值方便调节、极化对称性好的优点. 图6展示了所设计的方形贴片PRS单元, 该单元由Rogers 4350B介质基板和方形金属贴片组成, 具体设计参数如表1所列.
图 6 PRS单元结构
Figure 6. The PRS unit structure.
在软件HFSS中对介质基板和PRS单元进行建模和仿真, 得到PRS单元和介质基板的反射系数如图7所示. 从图7中可以观察到, PRS单元在2.8 GHz下反射系数幅值和相位分别为0.968和–164°, 而纯介质基板反射系数幅值只有0.12. F-P谐振腔高度h可以通过(2)式计算得到. 理论计算F-P谐振腔的高度为0.52个波长, 谐振腔高度实际高度h为57 mm, 约等于0.53个波长.
图 7 PRS单元和介质基板的反射系数
Figure 7. Reflection coefficient of the PRS unit and substrate.
在完成PRS单元和F-P谐振腔高度设计后, 本文提出了两种F-P天线结构(天线A和天线B), 如图8所示. 天线A结构为基于均匀PRS的传统F-P天线, 天线B为基于非均匀PRS的F-P天线. 与天线A相比, 天线B在保持PRS单元个数不变的情况下, 仅增加了PRS介质基板和地平面四周的长度, 增加的长度为w1.
图 8 两种F-P天线结构 (a) 天线A; (b) 天线B
Figure 8. Two F-P antenna structures: (a) Antenna A; (b) antenna B.
图9展示了天线A和天线B的左旋圆极化增益对比结果. 从图9可以看出, 随着PRS单元数量的增加, 天线A和天线B增益都先提高, 然后再降低. 而且, 在相同数量的PRS单元情况下, 天线B的增益总是高于天线A的增益. 综合考虑天线口径效率和增益性能, PRS单元个数被设计为13×13. 此时, 天线A和天线B在2.8 GHz频点处增益分别为21.1 dBi和21.4 dBi. 相比均匀PRS结构, 非均匀PRS结构主要有以下两个优点.
图 9 天线A和天线B增益与PRS单元个数关系
Figure 9. Simulated gain of antenna A and antenna B with different PRS units.
1) 非均匀PRS结构增加了天线的物理口径, 从而增加了电磁波F-P谐振腔内的反射次数, 从而提高了天线增益. 此外, 基于非均匀PRS的天线B由于也同样地增加了地平面长度, 因此也有效减少了电磁波在天线边缘的后向辐射, 原理如图8所示.
2) 非均匀PRS结构大大简化了PCM设计难度. 根据(5)式可知, 当电磁波以方向角α = 0°平行入射PCM时, PCM表面的金属结构相当于理想电导体, 导致PCM反射相位为180°, 而此时理想反射相位为0°. 而且当电磁波以不同方向角α斜入射PCM时, 对应PCM的理想反射相位不同. 而PCM难以实现对宽入射角的电磁波同时进行相位补偿. 非均匀PRS结构则能够解决上述两个问题, 其原理如图10所示. 当电磁波以小角度α入射到非均匀PRS边缘时, 由于非均匀PRS边缘为反射系数幅值非常小的纯介质基板, 可以近似认为是完全透射. 相反, 电磁波以大角度α入射到非均匀PRS则会经PCM相位校正后重新反射回F-P腔内, 因此只需要对大角度入射的电磁波进行相位校正即可. 非均匀的PRS结构通过对不同角度入射电磁波区分处理, 简化了PCM设计难度.
图 10 基于超材料角反射面F-P天线的中心剖面图
Figure 10. Sectional view of the F-P antenna with metamaterial-based corner reflector.
为了进一步提高天线B的增益, 提出了一种基于超材料角反射面的F-P天线, 如图10所示. 与天线B相比, 所提出的F-P天线在馈源和非均匀PRS四周增加了4个PCM. 所设计的PCM由2 × 18相同的PCM单元和介质基板组成, 如图11所示. PCM单元可以通过人工磁导体(artificial magnetic conductor, AMC)单元优化得到. AMC通常也称之为高阻抗表面, 是一种可以产生0°反射相位的超材料[21]. 通过合理调整AMC单元的尺寸, 可以使优化后的AMC单元产生所需要的反射相位, 从而可以实现对电磁波的相位校正. 本文采用了方形贴片AMC单元做为相位校正单元. 与其他AMC结构相比, 方形贴片AMC单元不仅结构简单, 而且具有同相反射带宽宽、极化对称性好的特点[22]. AMC单元由两个方形金属贴片和介质基板Rogers4350B组成, 如图11(b)所示. AMC单元顶部被边长为w6方形金属贴片, 底部则完全由金属贴片覆盖, 其具体设计参数为h4 = 1.524 mm, w5 = 28.5 mm, w6 = 25.6 mm.
图 11 PCM和AMC单元 (a) PCM正面和反面; (b) AMC单元
Figure 11. The proposed PCM and the AMC unit: (a) Front and bottom of PCM; (b) AMC unit.
AMC单元的理想反射相位为0°, 而PCM的理想反射相位与辐射方向角α有关, 因此需要对AMC单元相位进行优化. AMC单元反射相位优化可以通过改变单元中贴片长度w6实现. 图12展示了优化前和优化后AMC单元的反射相位. 优化前和优化后AMC单元贴片长度w6分别为25.6 mm和26.1 mm. 可以看出, 当电磁波垂直入射时, 优化前AMC单元在2.8 GHz处的反射相位为0°, 优化后AMC单元在2.8 GHz处的反射相位为–73°. 由于采用了非均匀PRS结构, 当辐射方向角α < 15°时, 电磁波通过非均匀PRS边沿纯介质处近似全透射出去, 所以PCM只需要对α > 15°的电磁波进行相位校正, 从而大大简化了PCM设计难度. 当入射角度θ为75°, 60°和45°时(对应辐射方向角α分别为15°, 30°和45°), 优化后AMC单元在2.8 GHz频点下反射相位分别为–16°, –37°和–52°. AMC的理想补偿相位可以通过(5)式计算得到, 理论计算得到的理想补偿相位则分别为–12°, –48°和–105°. 优化后AMC单元反射相位与理论中所需要补偿相位相接近, 并处于同相反射带宽内. 因此电磁波经PCM处的相位补偿后, 可以实现同相干涉增强, 从而提升了天线增益和口径效率.
图 12 优化前和优化后AMC单元反射相位
Figure 12. Reflection phase of the AMC unit before and after optimization.
图13展示了所设计的F-P天线和天线B的左旋圆极化增益和口径效率对比结果. 所设计的F-P天线和天线B的峰值增益分别为22.2 dBi和21.4 dBi, 对应的口径效率分别为44%和36.6%. 与天线B相比, 所设计的F-P天线口径效率提高了7.4%. 与馈源相比, 所设计的F-P天线增益提高了17.2 dB.
图 13 所设计天线和天线B增益和口径效率对比
Figure 13. Gain and aperture efficiency of the proposed F-P antenna and antenna B.
图14为所设计F-P天线和天线B的电场分布图. 与天线B相比, 所提出的F-P天线的正上方电场得到了增强, 而天线底部和外部边缘电场分布数值较小. 这证明了角反射面的相位补偿作用有效地增加了F-P谐振腔中电磁波的同相反射次数. 另一方面, 又可以有效地抑制电磁波后向辐射、边缘散射和漏射.
图 14 电场分布图 (a)天线B; (b)所设计F-P天线
Figure 14. Electric field distributions: (a) Antenna B; (b) the proposed F-P antenna.
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为了验证所设计天线性能, 对基于超材料角反射面的F-P天线进行了制造和测试. 图15为加工的F-P天线样品和其在微波暗室中测试的图片. 所设计F-P天线轴比和增益的仿真和测量结果如图16所示. 从图16可以看出, 所设计F-P天线测量得到的左旋圆极化带宽为2.72—2.90 GHz (6.5%), 右旋圆极化带宽2.72—2.96 GHz (8.5%), 测量结果和仿真结果吻合较好. 所设计F-P天线在2.8 GHz处仿真的左旋圆极化增益和右旋圆极化增益分别为22.2 dBi和22.2 dBi, 对应的实测增益分别为21.4 dBi和21.3 dBi. 仿真增益和测量增益之间存在一些差异, 这是由于装配误差和馈电网络损耗引起的.
图 15 F-P天线实物及暗室测试环境
Figure 15. The fabricated F-P antenna and measurements in microwave anechoic chamber.
图 16 天线轴比和增益 (a) 左旋圆极化; (b) 右旋圆极化
Figure 16. Axial ratio and gain: (a) Left-hand circular polarization; (b) right-hand circular polarization.
图17(a)和图17(b)分别为在2.8 GHz频点处F-P天线左旋圆极化和右旋圆极化的辐射方向图. 从图17中可以看出, 天线旁瓣低于–20 dB, 且天线方向图的测量结果和仿真结果吻合良好.
图 17 天线方向图 (a) 左旋圆极化方向图; (b) 右旋圆极化方向图
Figure 17. Radiation patterns: (a) Left-hand circular polarization; (b) right-hand circular polarization.
表2为本文所设计天线与相关工作在增益和口径效率方面的对比情况. 所设计天线在2.8 GHz频点处获得了21.4 dBi的峰值增益和36.6%的口径效率. 相比于传统的F-P天线, 所提出的F-P天线同时实现了高增益、高口径效率和低剖面.
表 2 增益高于19 dBi的相关F-P天线对比
Table 2. Comparisons of F-P antennas with the realized gain higher than 19 dBi.
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本文首次将超材料角反射面应用于F-P天线, 实现了天线增益和口径效率的提高. 与传统F-P天线相比, 所设计F-P天线通过非均匀部分反射表面和相位校正超表面实现了对天线边缘电磁波相位调控, 有效地增加了电磁波在F-P谐振腔内同相反射次数, 并减少了天线的后向辐射、边缘散射和漏射. 结果表明, 所设计的双圆极化F-P天线具有高增益、低旁瓣和高口径效率的优点, 满足2.8 GHz太阳射电观测的要求.
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基于射线跟踪模型, 提出了一种超材料角反射面结构, 实现了Fabry-Perot天线增益和口径效率的提升. 首先对基于超材料角反射面的Fabry-Perot天线进行了理论推导和分析. 然后, 设计并分析了双圆极化馈源、基于超材料角反射面的Fabry-Perot天线及其性能. 最后, 对所提出的Fabry-Perot天线模型进行了制造和测试. 结果表明, 该天线的左圆极化增益和右圆极化增益分别为21.4 dBi和21.3 dBi. 相比馈源天线, 增益分别提高了16.4 dB和16.3 dB. 与传统Fabry-Perot天线相比, 所提出超材料角反射面同时充当了反射面和相位校正面, 实现了对Fabry-Perot天线边缘电磁波的有效调控. 所设计Fabry-Perot天线工作在2.8 GHz频段, 具有高增益、高口径效率和低旁瓣的优点, 满足了太阳射电望远镜F107指数观测的需求.
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关键词:
- 超材料角反射面 /
- Fabry-Perot天线 /
- 高增益 /
- 高口径效率 /
- 太阳射电望远镜
Based on the ray-tracing model, a new method of achieving a high gain and high aperture efficiency Fabry-Perot antenna with metamaterial-based corner reflector is proposed. The proposed Fabry-Perot antenna is composed of a dual circularly polarized patch antenna feed and the metamaterial-based corner reflector. The metamaterial-based corner reflector consists of four phase correction metasurfaces and a partially reflective surface. First, theory and analysis of the Fabry-Perot antenna with metamaterial-based corner reflector are presented. Then, the performances of the dual circularly polarized antenna feed, the traditional Fabry-Perot antenna, and the Fabry-Perot antenna with metamaterial-based corner reflector are compared among each other and analyzed. Finally, the proposed Fabry-Perot antenna is fabricated and measured. The measured left-hand circular polarization (LHCP) gain and the measured right-hand circular polarization (RHCP) gain of the proposed Fabry-Perot antenna are 21.4 dBi and 21.3 dBi, respectively. Comparing with the antenna feed, the LHCP gain and RHCP gain of the proposed Fabry-Perot antenna are enhanced by 16.4 dB and 16.3 dB, respectively. Compared with the traditional Fabry-Perot antenna, the metamaterial-based corner reflector acts as both a reflection surface and a phase correction surface. It manipulates the propagation direction and phase of electromagnetic wave. The proposed Fabry-Perot antenna with high gain, high aperture efficiency and low sidelobe at 2.8 GHz paves the way for developing the solar radio telescope and conducting the observation.-
Keywords:
- metamaterial-based corner reflector /
- Fabry-Perot antenna /
- high gain /
- high aperture efficiency /
- solar radio telescope
[1] Deminov M G, Deminova G F 2020 Geomag. Aeron. 60 606
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图 2 基于超材料角反射面的F-P天线原理图
Fig. 2. Principle of the F-P antenna with metamaterial-based corner reflector.
图 8 两种F-P天线结构 (a) 天线A; (b) 天线B
Fig. 8. Two F-P antenna structures: (a) Antenna A; (b) antenna B.
图 9 天线A和天线B增益与PRS单元个数关系
Fig. 9. Simulated gain of antenna A and antenna B with different PRS units.
图 10 基于超材料角反射面F-P天线的中心剖面图
Fig. 10. Sectional view of the F-P antenna with metamaterial-based corner reflector.
图 11 PCM和AMC单元 (a) PCM正面和反面; (b) AMC单元
Fig. 11. The proposed PCM and the AMC unit: (a) Front and bottom of PCM; (b) AMC unit.
图 12 优化前和优化后AMC单元反射相位
Fig. 12. Reflection phase of the AMC unit before and after optimization.
图 13 所设计天线和天线B增益和口径效率对比
Fig. 13. Gain and aperture efficiency of the proposed F-P antenna and antenna B.
图 14 电场分布图 (a)天线B; (b)所设计F-P天线
Fig. 14. Electric field distributions: (a) Antenna B; (b) the proposed F-P antenna.
图 15 F-P天线实物及暗室测试环境
Fig. 15. The fabricated F-P antenna and measurements in microwave anechoic chamber.
图 16 天线轴比和增益 (a) 左旋圆极化; (b) 右旋圆极化
Fig. 16. Axial ratio and gain: (a) Left-hand circular polarization; (b) right-hand circular polarization.
图 17 天线方向图 (a) 左旋圆极化方向图; (b) 右旋圆极化方向图
Fig. 17. Radiation patterns: (a) Left-hand circular polarization; (b) right-hand circular polarization.
表 1 天线参数
Table 1. Parameters of the proposed antenna.
参数 数值/mm 参数 数值/mm 参数 数值/mm $l_{1} $ 588 $w_{1} $ 34 h 57 $l_{2} $ 100 $w_{2} $ 35.976 $h_{1} $ 1.524 $l_{3} $ 24.7 $w_{3} $ 40 $h_{2} $ 1.524 $l_{4} $ 25.2 $w_{4} $ 38 $h_{3} $ 1.524 $l_{5} $ 43.5 $w_{5} $ 28.5 $h_{4} $ 1.524 $l_{6} $ 16.4 $w_{6} $ 26.1 $h_{5}$ 57 $l_{7} $ 33 $w_{7} $ 3.3 $l_{13} $ 584.952 $l_{8} $ 18.3 $w_{8} $ 5.6 $l_{12} $ 5.2 $l_9 $ 15.8 $l_{10} $ 16.4 $l_{11 }$ 5.6 
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表 2 增益高于19 dBi的相关F-P天线对比
Table 2. Comparisons of F-P antennas with the realized gain higher than 19 dBi.
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